Smart Grids - Wieviel PV verträgt das Netz? Möglichkeiten zu Erhöhung der Dic...
Bachelorarbeit_Martin_Fleck
1. Effizienzmessungen an DC-DC-Konvertern
für das Upgrade des CMS-Pixeldetektors
von
Martin Fleck
Bachelorarbeit in Physik
vorgelegt der
Fakultät für Mathematik, Informatik und Naturwissenschaften der
RWTH Aachen University
im September 2012
angefertigt im
I. Physikalischen Institut B der RWTH Aachen
bei
Prof. Dr. Lutz Feld
5. 1 Einleitung
1 Einleitung
Diese Arbeit beschäftigt sich mit der Effizienz von DC-DC-Konvertern, die für das Upgra-
de [1] des Compact Muon Solenoid (CMS) Experiments [2] am Large Hadron Collider
(LHC) [3] benötigt werden.
Das Upgrade sieht unter anderem einen neuen Pixeldetektor vor, der aber mit der vorhan-
denen Infrastruktur nicht betrieben werden kann. Einerseits begrenzt das Power-System
die maximal bereitgestellte Leistung, andere Probleme sind Leistungsverluste in den
langen Zuleitungskabeln und begrenzter Platz zum Verlegen zusätzlicher Leitungen.
Eine elegante Lösung ist, die Leistung bei einer höheren Spannung bereitzustellen und
erst am Detektor mit DC-DC-Konvertern auf die benötigte Spannung zu konvertieren [4].
Die Effizienz ist eine zentrale Eigenschaft eines solchen DC-DC-Konverters und es besteht
unmittelbares Interesse an einer möglichst effizienten Stromkonversion, um nicht die
Leistungsgrenze des vorhandenen Power Systems zu erreichen. Darüber hinaus hat die
Effizienz unmittelbar Einfluss auf andere Aspekte des Systems, wie beispielsweise die
Menge der Abwärme, die durch die Kühlung abgeführt werden muss.
In den ersten Kapiteln wird eine kurze Einführung in das CMS-Experiment und das
Detektor-Upgrade gegeben und außerdem der Aufbau und die Funktionsweise der DC-
DC-Konverter beschrieben. Im zweiten Teil werden die Ergebnisse der Messungen, die im
Rahmen dieser Arbeit durchgeführt wurden, aufgeführt und diskutiert. Dabei wurde die
Abhängigkeit der Effizienz von der Temperatur des Kühlsystems, der Schaltfrequenz und
der Spuleninduktiviät untersucht. Weiterhin wurde die Verlustleistung an den einzelnen
Bauteilen des DC-DC-Konverters gemessen und die Summe aller Beiträge den Resultaten
der Effizienzmessungen gegenübergestellt. Die lokalen Verluste wurden außerdem berech-
net und mit den Messwerten verglichen.
1
6. 2 Der CMS-Detektor
2 Der CMS-Detektor
2.1 Aufbau
Das CMS-Experiment ist ein Teilchendetektor, mit dem Proton-Proton- beziehungsweise
Blei-Ionen-Kollisionen am LHC aufgezeichnet werden.
Von außen nach innen ist der Detektor aus den folgenden Subdetektoren und Bauteilen
aufgebaut (vgl. Abb. 1):
Ganz außen befinden sich die Myonkammern, an deren innerste Schicht schließt sich die
Solenoid-Spule an, die dem Detektor seinen Namen gibt. Im Inneren der Spule befindet
sich das hadronische- und darunter das elektromagnetische Kalorimeter. Weiter innen
ist der Silizium-Spurdetektor und die innerste Lage bildet der Pixeldetektor, für dessen
Upgrade die DC-DC-Konveter, um die es in dieser Arbeit geht, konzipiert sind.
Compact Muon Solenoid
Pixel Detector
Silicon Tracker
Very-forward
Calorimeter
Electromagnetic
Calorimeter
Hadron
Calorimeter
Preshower
Muon
Detectors
Superconducting Solenoid
Abbildung 1: Aufbau des CMS-Detektors.
2.2 Upgrade des Pixeldetektors
Der Aufbau des Pixeldetektors lässt sich wie folgt zusammenfassen [1]:
Direkt um das Strahlrohr, in dem der Protonenstrahl propagiert und die Kollisionen
geschehen, schließt sich der Pixeldetektor an. Dieser besteht aus drei Lagen von Silizium-
pixeldetektoren, die in konzentrischen Zylindermänteln (Barrels) angeordnet sind. Die
Grund- und Deckelfläche des Zylinders wird durch jeweils zwei „Discs“ abgeschlossen.
Das vorhandene Pixelsystem ist für instantane Luminositäten bis 1 × 1034 cm−2 s−1 kon-
zipiert. Gegenwärtig ist vorgesehen, den LHC für drei längere Pausen herunterzufahren.
Dabei soll unter anderem die Schwerpunktsenergie für Proton-Proton-Kollisionen von
2
7. 2 Der CMS-Detektor
7 TeV auf 14 TeV erhöht und die instantane Luminosität auf 2 × 1034 cm−2 s−1 verdoppelt
werden werden.
Das für 2016/2017 geplante, sogenannte „Phase 1 Upgrade“ [5] sieht vor, den vorhandenen
Pixeldetektor durch ein neues, verbessertes Pixelsystem auszutauschen, das unter den
neuen Bedingungen so gut wie oder besser als das derzeitige System funktioniert. Wegen
der größeren instantanen Luminosität wird die Anzahl der Ereignisse, die im Detektor
zur selben Zeit stattfinden („pile-up“), von einem Mittel von 25 auf 50 oder mehr steigen.
Um unter diesen Bedingungen weiterhin eine hohe Detektoreffizienz zu erreichen, sind
insbesondere verbesserte Auslesechips (ROCs, „read out chips“) vorgesehen, die durch
Ausleseverzögerungen und begrenzten Pufferspeicher bedingten Datenverluste minimieren
sollen. Ein weiter Ansatz, um mit hohem pile-up umzugehen, ist das Hinzufügen einer
neuen, redundanten Detektorschicht. Statt bisher drei werden vier Detektorlagen und
drei statt bisher zwei Discs verwendet werden. Dabei soll gleichzeitig weniger Material
benötigt werden.
Durch den Einbau eines dünneren Strahlrohrs wird es außerdem möglich sein, die innerste
Detektorlage näher an den Kollisionspunkt zu bringen.
Die DC-DC-Konverter werden dabei in einer Region mit genügend hoher Pseudorapidität
(ein Maß für den Winkel der Teilchenbahn relativ zur Strahlachse), außerhalb des sensiti-
ven Detektorvolumens platziert werden (Abb. 2).
Wegen des begrenzten Platzangebots war es eine schwierige Aufgabe, die Zuleitungen
für den bisherigen Detektor zu verlegen. Mit dem Upgrade wird sich die Zahl der ROCs
verdoppeln und mehr Leistung vom Detektor bezogen werden. Um weitere Kabel für den
größeren Strombedarf des neuen Detektors zu verlegen, ist kein Platz in den Versorgungs-
kanälen. Die Leistung der vorhandenen Spannungsversorgung ist begrenzt und kann den
durch das Upgrade erhöhten Leistungsbedarf nicht ohne weiteres decken.
Es ist angedacht, diese Probleme zu lösen, indem die Leistung bei größerer Spannung
bereitgestellt wird. Erst direkt am Detektor werden durch DC-DC-Konversion die vom
Detektor benötigten Spannungen erzeugt. Die etwa 50 m langen Leitungen von den Netz-
teilen zum Detektor haben einen signifikanten ohmschen Widerstand. Ohmsche Verluste
in den Zuleitungen können so verringert werden. Weitere Kabel sind dabei unnötig.
Die Zuleitungen haben einen Widerstand R. Nach dem Ohmschen Gesetz fällt die Span-
nung um
∆U(I) = R · I
ab. Dabei geht die Leistung
P =
(∆U)2
R
verloren. Wird die Leistung mit höherer Spannung und geringerem Strom I = I/r, mit
dem Konversionsverhältnis r der DC-DC-Konverter, bereitgestellt, dann ist die verlorene
Leistung
P =
∆U(I 2)
R
=
I2 · R
r2
=
P
r2
nur der r2-te Teil.
3
8. 2 Der CMS-Detektor
Abbildung 2: Explosionszeichnung des Pixeldetektors [5], wie er nach dem Phase 1 Up-
grade geplant ist. Das sensitive Detektorvolumen befindet sich im mittleren
Bereich (schwarz dargestellt). Die vier Detektorlagen sind gestrichelt ein-
gezeichnet. Die DC-DC-Konverter befinden sich außerhalb des sensitiven
Volumens.
4
9. 3 DC-DC-Konverter des „buck“ Typs
3 DC-DC-Konverter des „buck“ Typs
Ein DC-DC-„buck“-Konverter (im Folgenden auch oft nur „Konverter“) ist eine Schaltung,
die eine angelegte Gleichspannung Uin in eine Gleichspannung Uout < Uin konvertiert. Die
Konversion wird durch periodisches Trennen und Verbinden der Last mit dem Netzteil
erreicht.
L1T
inV loadR
2T
outVont
2T
Abbildung 3: Vereinfachtes Schaltbild der DC-DC-Konverter.
Die Transistoren T1 und T2 (Abb. 3) agieren als Schalter. T1 ist zu einem gegebenen
Zeitpunkt für die Zeit ton geschlossen und gleichzeitig sperrt T2 (Abb. 4). Nach der Zeit
ton wird T1 geöffnet und T2 schließt und es bleiben beide Transistoren für toff = T − ton
in diesem Zustand, wobei T = 1/fs, die Dauer der Schaltzyklen der Transistoren ist.
Während T1 leitet, ist die Last über die Spule mit dem Netzteil verbunden. Aufgrund der
Selbstinduktivität baut sich der Stromfluss nur mit Verzögerung auf. Wenn T1 geschlossen
ist und T2 leitet, ist die Verbindung vom Netzteil zum Konverterausgang getrennt. Der
Strom fließt durch Selbstinduktion der Spule weiter. Für die verwendeten Spulen mit
einer Induktivität von typischerweise L = 450 nH und einem Gleichstromwiderstand von
RDC = 40 mΩ ist die Zeitkonstante
τ =
L
RDC
≈ 11,25 µs T ≈ 0,667 µs (1)
und deshalb der Verlauf des Stroms in guter Näherung linear (Abb. 4).
Die Ausgangsspannung lässt sich über das Verhältnis ton
T steuern. Für einen idealen
(verlustfreien) Konverter gilt [6]:
Uout =
ton
T
· Uin .
Bei den hier untersuchten DC-DC-Konvertern regelt der Chip in Abhängigkeit von
Uin und T automatisch den Wert von ton, sodass stets eine feste Ausgangsspannung
ausgegeben wird [7] (vgl. Kapitel 3.1).
3.1 Der AMIS4 V8A Konverter
Obwohl viele ausgereifte kommerzielle Designs für DC-DC-Konverter existieren, kann
auf diese nicht zurückgegriffen werden, da insbesondere Strahlenhärte, Toleranz gegen
das im Detektor herrschende Magnetfeld von 3,8 T und minimales Materialbudget Anfor-
derungen an die Konverter sind, die in kommerziellen Designs keine Beachtung finden,
5
10. 3 DC-DC-Konverter des „buck“ Typs
t [s]
0 0.2 0.4 0.6 0.8 1
-6
10×-5
0
5
10
15
I [A]
[V]T1
U
[V]T2
U
T
toff ton
Abbildung 4: Schaltverhalten der untersuchten Konverter. Aufgetragen sind der Spulen-
strom (rot) und die Spannung über den Transistoren T1 (schwarz) und T2
(blau) über die Zeit. Über einem Transistor im nichtleitenden Zustand fällt
die gesamte Eingangsspannung (hier 10 V) ab.
Abbildung 5: Ein Exemplar der in dieser Arbeit untersuchten DC-DC-Konverter. Der
Chip befindet sich direkt unter der Spule (vgl. Abb. 6).
die aber für die besondere Umgebung und Anwendung von Bedeutung sind. Wegen des
Magnetfelds kann keine Spule mit Ferritkern verwendet werden, da dessen Magnetisierung
im gewaltigen externen Magnetfeld saturieren würde.
Der speziell für die Anforderungen am CMS-Experiment entwickelte DC-DC-Konverter [7]
ist vom buck-Typ (Abb. 5 und 6), da diese Bauweise die geringste Zahl an Komponenten
benötigt und sich so geringes Materialbudget mit hoher Effizienz am besten vereinen
lässt. Das in Kapitel 3 gezeigte Schaltbild (Abb. 3) kann also auch zur Beschreibung des
Konverters dieses Kapitels herangezogen werden.
Der AMIS4-Chip wurde von der CERN-Eletronikgruppe entwickelt [7], die Konverter
werden mit unterschiedlichem Layout (hier V8A) von der Werkstatt des I. Physikalischen
Instituts gebaut. Für manche Konverter ist das Anbringen der Bonddrähte sowie das
Kleben des Chips in das Gehäuse ebenfalls durch die Werkstatt geschehen. Einer dieser
Konverter wird im folgenden gesondert untersucht werden. Bei allen anderen Konvertern
wurden diese Schritte in einem industriellen Prozess ausgeführt.
Die Konverter müssen die Spannung in den Zuleitungen von 10 V für die digitale Elektro-
6
11. 3 DC-DC-Konverter des „buck“ Typs
I:SLHCPixelMentorPIX_V8APCBPIX_V8A.pcb - Page 1 of 1 pages.
28mm
16mm
TOP
C10
R1
C5
C9
C6
L2
U1
R2
C4
C7
R3
R4
C3
L3
L1
C2
C8
C1
D1
Vin
Ground
Vout
Phase
Abbildung 6: Schemazeichnung des AMIS4 V8A Layouts. Zwischen den eingezeichneten
Stellen Uin, Uout, Ground und Phase kann die Spannung über der Spule
beziehungsweise den Transistoren gemessen werden.
nik der Pixelmodule auf 3,3 V beziehungsweise 3,0 V 1 und für die analoge Elektronik auf
2,5 V Ausgangsspannung konvertieren.
Die Transistoren sind für Lastströme bis zu 3 A spezifiziert.
Um das Volumen und das Materialbudget zu einzugrenzen, ist die Induktivität der Spule
auf Werte kleiner als 500 nH beschränkt. Wegen den Spulenparametern soll die Schaltfre-
quenz über 1 MHz liegen (vgl. Gleichung (1).
Der Konverterchip enthält einen Zustandsregelkreis („state machine“), der den Konverter-
zustand steuern und signalisieren kann. Der Zustandsregelkreis ist mit einem Schutz vor
Überhitzung des Konverters verbunden. Wenn dessen Temperatur über 80 ◦C steigt, wird
ein Fehlersignal ausgegeben. In diesem Fall wird der Transistor T1 dauerhaft gesperrt
und die Ausgangsspannung ist Null. Auf diese Weise ist auch ein Unterspannungsschutz
für den Konvertereingang und ein externer Pin mit dem Zustandsregelkreis verbunden.
Bei Abwesenheit von Fehlersignalen signalisiert der Zustandsregelkreis nach außen hin
mit einem 3,3 V Signal, dass sich der Konverter im normalen Betriebszustand („power
good“) befindet.
Bei den in den vorliegenden DC-DC-Konvertern verbauten AMIS4-Cips funktioniert die
Ausgabe des „power good“-Signals des Zustandsregelkreis allerdings nicht wie gewünscht.
Die Spannung des entsprechenden Pins gibt keinen zuverlässigen Aufschluss über den
Betriebszustand es Konverters.
1
Im Verlauf der Arbeit wurde der Standardwert der Ausgangsspannung für die digitale Elektronik auf
3,0 V herabgesetzt. Wegen des größeren Konversionsverhältnisses r = Uin
Uout
wird die Verlustleistung in
den Zuleitungen weiter gesenkt (Kapitel 2.2).
7
12. 4 Effizienzmessungen
4 Effizienzmessungen
Die Effizienz η eines elektrischen Bauteils ist definiert als
η =
Pout
Pin
=
Uout · Iout
Uin · Iin
(2)
und wird durch Messen der Eingangs- und Ausgangsleistung der DC-DC-Konverter ermit-
telt.
Es gibt mehrere Beiträge zur Ineffizienz, die im Folgenden mit ihren wesentlichen Abhän-
gigkeiten kurz aufgeführt werden. Eine genauere Beschreibung dieser Beiträge wird in
Kapitel 5.4 gegeben. Die hier beachteten Beiträge zur Ineffizienz sind:
• Verluste in der Spule aufgrund ihres Gleichstromwiderstandes RDC und des fre-
quenzabhängigen Wechselstromwiderstandes RS.
Die Verlustleistung an der Spule hat entsprechend einen Beitrag, der vom Gleich-
strom IDC abhängt, sowie einen Beitrag, der durch den Spitze-Spitze-Wert Iripple,
womit der Wechselstromanteil charakterisiert werden kann, bestimmt wird. Die
gesamte Verlustleistung an der Spule ist PSpule = RDCI2
DC + RS
12 I2
ripple .
• Ohmsche Verluste an den Transistoren.
Ein Transistor hat im leitenden Zustand einen endlichen Widerstand Ron. Fließt
der Effektivstrom Ieff , geht die Leistung P = RonI2
eff verloren.
• Schaltverluste in den Transistoren.
Schaltverluste treten auf, da der Wechsel des Schaltzustandes eines Transistors
endlich viel Zeit benötigt. Der Strom sinkt nicht unmittelbar auf Null und für
eine endliche Zeit ist die Leistung als das Produkt von Drain-Source-Strom und
der Drain-Source-Spannung endlich groß. Die Verlustleistung hängt von der Aus-
und der Einschaltdauer trise und tfall, von den Werten von Strom und Spannung
unmittelbar vor dem Umschalten und schließlich von der Schaltfrequenz fs ab. Der
Zusammenhang ist: PS = U0·I0
2 · (trise + tfall) · fs .
• Ansteuerverluste der Transistoren.
Das Gate eines FET-Transistors stellt immer auch eine parasitäre Kapazität dar,
die bei jedem Schaltvorgang umgeladen wird. Die damit verbundenen Verluste
sind dementsprechend proportional zum Wert der Gatekapazität Cg, zur Gate-
Source-Spannug Ugs und insbesondere zur Schalftrequenz fs (die für die Konverter
eingestellt werden kann): Pdriving = fs · Cg · U2
gs .
Es gibt weitere Beiträge zur Ineffizienz, die in dieser Arbeit nicht beachtet werden, wie
beispielsweise Verluste durch
• kurzeitige Stromleitung durch parasitäre Dioden an den Transistoren, sogenannte
Diodenleitung,
• endliche Widerstände der Leiterbahnen,
• und Abstrahlung von elektromagnetischen Wellen aus der Spule.
8
13. 4 Effizienzmessungen
Ein weiterer Beitrag zur Ineffizienz tritt auf, wenn sich beide Transistoren gleichzeitig im
leitenden Zustand befinden. Gilt T = ton +toff exakt, ist ein Überlappen der Schaltzustän-
de in einer realen Schaltung nicht zu vermeiden. Um diesen Zustand explizit zu vermeiden,
sind während der sogenannten Totzeit tdead beide Transistoren im nichtleitenden Zustand.
Mit der Totzeit wird dieser pathologische Schaltzustand vermieden und trägt nicht zur
Ineffizienz bei [7].
4.1 Setup
Der Teststand (Abb. 7 und 8) besteht im Wesentlichen aus einem Netzteil, dem Konverter,
einer Adapterplatine und einer variablen Last in Form einer Stromsenke („Load-Box“).
Die Eingangsleistung wird von einem Agilent E3634A DC Power Supply [8] (Abb. 7 (a))
bereitgestellt, das über ein USB/GPIB Interface mit einer LabVIEW [9] VI (e) gesteuert
und ausgelesen werden kann.
Jeweils ein Konverter kann auf eine Adapterplatine gesteckt werden, die über 1 m lange
Kabel mit dem Netzteil verbunden ist (Abb. 9).
Die Ausgangsspannung des Konverters wird direkt am Ausgang der Adapterplatine über
etwa 30 cm lange, verdrillte Kabel an eine National Instruments USB 6008 Karte (d) [10]
übergeben. Die Load-Box (b) ist eine Entwicklung der Werkstatt des I. Physikalischen
Instituts B der RWTH Aachen. Durch diese kann eingestellt werden, wieviel Strom die
DC-DC-Konverter am Ausgang liefern müssen (Laststrom).
Zur Aufnahme des Laststroms stehen insgesamt vier Eingänge zur Verfügung, deren
Last entweder manuell mit einem Potentiometer eingestellt oder vom PC über den USB-
Anschluss einer National Instruments USB 6008 Karte, die fester Bestandteil der Load-Box
ist, ferngesteuert werden kann. Der Laststrom ist für alle Kanäle gleich groß.
Der Konverter befindet sich, festgeschraubt auf einer Kupferbrücke, in einer thermisch
isolierten Box (c). Mit einem dort integrierten Peltierelement [11] kann die Temperatur
der Brücke auf bis zu −30 ◦C gesenkt werden. Die Abwärme des Peltierelements wird von
einer Huber CC-505 Kältemaschine [12] abgeführt.
Bis auf die Effizienzmessungen in Abhängigkeit von der Temperatur (Kapitel 4.3) wur-
den alle Messungen dieser Arbeit bei einer Temperatur des Peltierelements von +20 ◦C
durchgeführt. Aus früheren am Institut angefertigten Arbeiten [13] [14] konnte auf ein
bestehendes LabVIEW VI zurückgegriffen werden, das eine Automatisierung der Effizi-
enzmessung in Abhängigkeit von Eingangsspannung und Laststrom ermöglicht.
Das Benutzerinterface (Abb. 10) erlaubt eine freie Kontrolle des Messbereichs (Uin, Iout)
und der Kühltemperatur sowie der Schrittweite, in der Änderungen an diesen Parametern
vorgenommen werden. Weiterhin kann optional die Kühlung während des Messprozesses
gesteuert werden. Außerdem kann die Anzahl der an der Load-Box gleichzeitig verwende-
ten Kanäle eingestellt werden. Es wir dann die eingestellte Gesamtlast gleichmäßig auf
die benutzten Kanäle verteilt, womit die Stromsenke, die pro Kanal nur Lasten bis etwa
3,5 A bereitstellen kann, auch die für die Messungen in Kapitel 4.3 benötigten 5 A Last
stellen kann.
Weiterhin kann das VI optional die Temperaturen von bis zu vier Thermistoren auf-
zeichnen. Einer dieser Kanäle misst im verwendeten Setup allerdings keine Temperatur,
sondern die Spannung an einem Kontakt an der Adapterplatine, deren Wert über den
„power good“-Zustand des Chips Auskunft gibt.
Zusätzlich werden im Reiter „Plot“ die gemessenen Effizienzen in Echtzeit in ein 2-D-
9
14. 4 Effizienzmessungen
Abbildung 7: Setup zur Effizienzmessung einzelner Konverter. Der zu messende Konverter
wird in der thermisch isolierten Kühlbox (c) auf einer Kupferbrücke festge-
schraubt. Die Spannung wird vom Netzteil (a) bereitgestellt, die Load-Box
(b) stellt die Last am Konverterausgang zur Verfügung. Die DAQ Karten
(d) stellen die Verbindung zur LabVIEW VI (e) bereit, sofern dies nicht
direkt an den Geräten erfolgt.
Netzteil (a)
Uin
Iin
Load-Box (b)
Adapter-
platine
DC-DC-
Konverter
RLoad
Iout
Uout
Abbildung 8: Skizze zum obigen Foto. Die Größen Uin und Iin werden vom Netzteil, Iout
wird in der Load-Box und Uout direkt am Ausgang der Adapterplatine
gemessen. Alle Werte werden an das LabVIEW VI übermittelt.
10
15. 4 Effizienzmessungen
Abbildung 9: Konverter mit Adapterplatine, festgeschraubt auf einer Kupferbrücke in der
Kühlbox.
Koordinatensystem eingetragen, im Reiter „Array“ eine Tabellenausgabe aller aufgezeich-
neten Daten erstellt und im Reiter „Monitor“ sind die aktuellen Messwerte aller Kanäle,
die derzeit eingestellten Werte für Eingangsspannung und Laststrom und der „power
good“-Zustand aufgeführt.
Die aufgezeichneten Daten können in eine Textdatei exportiert werden.
Die Auswertung der Messdaten dieser LabVIEW VI ist mit ROOT [15] geschehen.
Zu den Eigenschaften des Setups ist noch Folgendes zu sagen: Die Leitungen vom Netzteil
zum Konverter haben einen endlichen Widerstand von RKabel ≈ 20 mΩ, über den ein
Teil der Eingangsspannung bereits vor dem Konvertereingang abfällt2. Bei einer Last am
Konverterausgang von Iout = 3 A und Uin = 10 V beträgt der Eingangsstrom Iin etwa
1 A. Der damit verbundene Leistungsverlust beträgt P = RKabelI2
in ≈ 20 mW (weniger als
1% der gesamten Verlustleistung) und wird für kleine Lastströme (und damit geringere
Eingangsströme) entsprechend geringer. Dieser Beitrag wird vernachlässigt.
Die Widerstände der Kabel am Konverterausgang tragen nicht zur gemessenen Ineffizienz
bei, da hier die Spannung direkt am Konverterausgang gemessen wird.
4.2 Ergebnisse der Effizienzmessungen
Mit dem oben beschriebenen Setup kann die Effizienz einzelner Konverter gemessen
werden. Für jeweils einen Konverter mit 2,5 V, 3,0 V und 3,3 V Ausgangsspannung sowie
für einen der Konverter, die nicht industriell gebondet wurden, ist jeweils ein so erzeugter
Graph aufgeführt (Abb. 11).
Es wurde auch die Streuung in η bei wiederholter Messung desselben Konverters, sowohl
für 2, 5V-Konverter als auch für 3, 3V-Konverter (Abb. 12a bzw. 12b), gemessen. Um reale
Streuung bei wiederholter Messung zu erhalten, wurden vor jeder Messung die Geräte
aus und wieder eingeschaltet und die Kabel sowie der Konverter neu angeschlossen. Die
2
Üblicherweise wird man deswegen ein Netzteil mit Sense-Funktion benutzen, das die Spannung am
Konvertereingang misst und an dieser Stelle reguliert, aber die Sense-Funktion des verwendeten
Netzteils ist nicht funktionstüchtig.
11
16. 4 Effizienzmessungen
Abbildung 10: Benutzeroberfläche des LabVIEW VI.
Ergebnisse sind die Standardabweichung aus jeweils neun Stichproben. Die Farbskala ist
dieselbe wie für die im Folgenden aufgeführte Streuung zwischen mehreren Konvertern
desselben Typs.
Typischerweise beträgt die Streuung etwa 0, 1% bis 0, 2%. Um aussagekräftige Ergebnisse
über einen Satz von DC-DC-Konvertern zu erhalten, wurden die Effizienzmessung von
verschiedenen Konvertern mit derselben Ausgangsspannung gemittelt und die Standard-
abweichungen bestimmt.
Dies geschieht separat für neun Konverter mit Uout = 3,3 V (Abb. 13), für sechs Konverter
mit Uout = 3,0 V (Abb. 14) und für zwölf Konverter mit Uout = 2,5 V (Abb. 15).
Wichtig für den Betrieb sind insbesondere die Bereiche von 9-10V bei 2-3A Last [5]. Die
DC-DC-Konverter erreichen, ausgenommen bei Lastströmen von weniger als 1 A, die
angestrebte Effizienz von ∼ 80% [1] bei einer Streuung von nur etwa 0.5%. Für Lasten
von 1 A und kleiner beträgt die Streuung höchstens 1, 3%. Die Konvertereffizienz muss
insbesondere gewährleisten, dass die vorhandene Spannungsversorgung weiter betrieben
werden kann. Kleine Lasten und damit auch die Streuung bei kleinen Lasten sind demnach
unproblematisch.
12
19. 4 Effizienzmessungen
T [°C]
-25 -20 -15 -10 -5 0 5 10 15
[%]η
76
78
80
82
84
10V 1A
10V 2A
10V 3A
10V 4A
10V 5A
(a) Uin = 10 V
T [°C]
-25 -20 -15 -10 -5 0 5 10 15
[%]η
76
78
80
82
84
86
9V 1A
9V 2A
9V 3A
9V 4A
9V 5A
(b) Uin = 9 V
Abbildung 16: Effizienz als Funktion der Temperatur für unterschiedliche Uin und Iout.
Konverter AMIS4 V8A Nr. 11 bei Uout = 3,3 V.
T [°C]
-25 -20 -15 -10 -5 0 5 10 15
[%]η
68
70
72
74
76
78
80
82
10V 1A
10V 2A
10V 3A
10V 4A
10V 5A
(a) Uin = 10 V
T [°C]
-25 -20 -15 -10 -5 0 5 10 15
[%]η
72
74
76
78
80
82
9V 1A
9V 2A
9V 3A
9V 4A
9V 5A
(b) Uin = 9 V
Abbildung 17: Effizienz als Funktion der Temperatur für unterschiedliche Uin und Iout.
Konverter AMIS4 V8A Nr. 31 bei Uout = 2,5 V.
4.3 Effizienz in Abhängigkeit von der Temperatur
Die obigen Messungen sind alle bei einer Temperatur des Peltierelements von +20 ◦C durch-
geführt worden. Im Detektor werden die Konverter von einem speziellen CO2-Kühlsystem
gekühlt. Dabei sind die Konverter über kleine Metallbrücken thermisch an Kühlrohre
gekoppelt, in denen das etwa −20 ◦C kalte CO2 strömt. Im finalen Einsatz werden die
Konverter also bei deutlich geringeren Temperaturen um etwa −20 ◦C betrieben werden.
Man erwartet, dass die ohmschen Verluste an der Spule aufgrund des temperaturabhängi-
gen Gleichstromwiderstandes mit sinkender Temperatur ebenfalls geringer werden.
Es ist also wichtig, die Effizienz der DC-DC-Konverter bei den finalen Umgebungstempe-
raturen zu kennen und gegebenenfalls die Effizienz auch als Funktion der Temperatur
errechnen zu können, um deren Wert bei leicht anderen Temperaturen abschätzen zu
können.
Es wurde untersucht, wie die Kühlung die Effizienz beeinflusst, und bestimmt, welche
Abhängigkeit der Effizienz von der Temperatur besteht. Dazu wurde die Temperatur
der Kupferbrücke, auf der die Konverter festgeschraubt sind, schrittweise um 5 K von
15
20. 4 Effizienzmessungen
Steigung [%
K ]
Uout: 2,5 V 3,3 V
10 V 1 A −0, 043 −0, 049
2 A −0, 040 −0, 043
3 A −0, 049 −0, 050
4 A −0, 063(−0, 094*) −0, 066
5 A −0, 067 −0, 056
9 V 1 A −0, 040 −0, 034
2 A −0, 040 −0, 040
3 A −0, 044 −0, 045
4 A −0, 052 −0, 063
5 A −0, 071 −0, 060
*ohne Messpunkte bei 15 und 10 ◦C
Tabelle 1: Steigung des linearen Fits an die Graphen in Abb. 16 und 17.
15 ◦C bis −25 ◦C gesenkt und jeweils nach Erreichen des thermischen Gleichgewichts eine
Effizienzmessung durchgeführt.
Für festes Uin und Iout erhält man die Effizienz η als Funktion der Temperatur für einen
Konverter mit 3,3 V (Abb. 16) bzw. mit 2,5 V Ausgangsspannung (Abb. 17).
Mit der Kühlung können Lastströme bis 5 A eingestellt werden, ohne das sich die Kon-
verter wegen Überhitzung ausschalten. Im untersuchten Temperaturbereich ändert sich
die Effizienz linear mit der Temperatur. Für alle Messbereiche wurde ein linearer Fit
durchgeführt und die Steigung der Geraden ermittelt (Tabelle 1).
Es fällt auf, dass für den 3,3 V-Konverter, im Gegensatz zum 2,5 V-Konverter, die Effizienz
bei 3 A Last größer ist als bei 1 A Last. Beachtet man die Streuung der Effizienz zwischen
verschiedenen Konvertern bei 1 A Last (Abb. 13) und die Streuung am selben Konverter
(Abb. 12), wird dieser Umstand durch die Stichprobenvarianz erklärt: Für wiederholte
Messung mit unterschiedlichen Konvertern würden die Linien für 1 A in Abb. 16 und
17 in einem in y-Richtung ausgedehnten Band statistisch verteilt liegen und sich sowohl
überhalb als auch unterhalb der 3 A-Linie befinden.
Messungen desselben Konverters streuen geringer und die lineare Abhängigkeit ist inner-
halb der Messung für den jeweiligen Konverter ungestört erkennbar.
Da die ohmschen Widerstände in der Spule und den Transistoren mit fallender Temperatur
kleiner werden, erwartet man höhere Effizienzen für niedrige Temperaturen. Aus den
Fits folgt, dass sich die Effizienz bei einer Temperaturdifferenz von −10 K etwa um einen
halben Prozentpunkt verbessert.
Berechnen wir die erwartete Effizienz für den durch die Temperaturänderung bedingten
geringeren Widerstand der Spule. Betrachtet wird eine Änderung von 15 ◦C nach −25 ◦C 3.
Der Widerstand der Spule in Abhängigkeit von der Temperatur ist mit dem linearen
Widerstands-Temperaturkoeffizienten α20 = 3,93 × 10−3 K−1 von Kupfer bei 20 ◦C [16]
in erster Näherung [17]
R(T) = R(20 ◦
C) · (1 + α20 · (T − 20 ◦
C)) . (3)
Der Widerstand der Spule bei Raumtemperatur ist R(20 ◦C) = 40 mΩ. Wir erhalten ∆R =
R(15 ◦C)−R(−25 ◦C) = 6,3 mΩ. Die Effizienz in Abhängigkeit der totalen Verlustleistung
16
21. 4 Effizienzmessungen
PV erlust = Pin − Pout ist
η =
Pout
Pin
= 1 −
PV erlust
Pin
. (4)
Für Konverter Nr. 3 ist bei 15 ◦C, Iout = 3 A und Uin = 10 V der Eingangsstrom
Iin = 1,12 A und die Effizienz η = 82, 3%. Damit beträgt PV erlust = 1982 mW.
Die Verluste an der Spule sind nach einer Änderung ∆R des Widerstandes (vgl. mit der
in Kapitel 4 aufgeführten Formel)
PSpule = (RDC − ∆R)I2
DC +
RS − ∆R
12
I2
ripple . (5)
Der Grenzwert von RS(f) für kleine f ist gerade RDC. Es ist also ∆R auch im Term des
Wechselstromanteils zu subtrahieren.
Die Änderung von PSpule von 15 ◦C nach −25 ◦C ist dann
∆PSpule = PSpule(∆R = 0) − PSpule(∆R = 6,3 mΩ) = 82 mW . (6)
Wir berechnen die Effizienz bei −25 ◦C aus obigem ∆PSpule:
η = 1 −
PV erlust − ∆PSpule
Pin
= 0.830 . (7)
Gemessen wurde hingegen eine Effizienz von 84, 3%. Die Annahmen, die in die Rechnung
einfließen, erklären also nur etwa ein Drittel des beobachteten Effekts.
4.4 Effizienz in Abhängigkeit von der Schaltfrequenz
Der Wert für die Schaltfrequenz der DC-DC-Konverter kann prinzipiell frei gewählt werden.
Das Hauptkriterium für die Wahl ist eine hohe Konvertereffizienz. Die Schaltverluste der
Transistoren steigen proportional zur Frequenz und auch der Wechselstromwiderstand
der Spule ist frequenzabhängig. Der Wert der Schaltfrequenz steht also in direktem
Zusammenhang mit der Konvertereffizienz.
Um die Änderung der Effizienz als Funktion der Schaltfrequenz des Konverters zu stu-
dieren, wurde ein Konverter mit einem variablen Widerstand präpariert, über dessen
Wert die Schaltfrequenz zwischen 0,5 MHz und 1,5 MHz variiert werden kann. Für den
Frequenzbereich über 1,5 MHz muss ein Vorwiderstand auf dem Konverter verändert
werden. Beide Frequenzbereiche sind also nicht gleichzeitig zugänglich.
Das Maximum des Kurvenverlaufs (Abb. 18) ist, außer bei geringer Last, stets um 1,5 MHz
zu finden, entspricht also dem Wert, bei dem die Konverter derzeit betrieben werden. Für
Schaltfrequenzen größer als 2 MHz fällt die Effizienz für alle gemessenen Kombinationen
von Uin und Iout ab.
Der Konverterchip ist optimiert auf Schaltfrequenzen von 1 MHz bis 3 MHz [5]. Trotzdem
wurden, schlicht weil es möglich war, auch für größere Frequenzen Messungen aufgenom-
men.
Berechnen wir die durch die Schaltverluste bei geänderter Schaltfrequenz bedingte Effizi-
enz.
17
22. 4 Effizienzmessungen
[MHz]sf
1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5
[%]η
66
68
70
72
74
76
78
80
82
10V 3A
10V 2A
10V 1A
(a) Für verschiedene Iout
[MHz]sf
1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5
[%]η
66
68
70
72
74
76
78
80
82
10V 3A
8V 3A
6V 3A
(b) Für verschiedene Uin
Abbildung 18: Effizienz als Funktion der Schaltfrequenz für variables Iout und Uin, gemes-
sen an Konverter AMIS4 V8A Nr. 13 bei Vout = 2,5 V.
Der Beitrag der Schaltverluste ist proportional zur Schaltfrequenz. Die Effizienz in Ab-
hängigkeit der totalen Verlustleistung PV erlust = Pin − Pout ist
η =
Pout
Pin
= 1 −
PV erlust
Pin
. (8)
PS(f) = PST1 + PST2 bezeichnet die Schaltverluste (vgl. Kapitel 5.4.2 Gleichung (18))
beider Transistoren. Die Effizienz für 3 A, 10 V bei 4 MHz ist dann4
η = 1 −
PV erlust − PS(1,5 MHz) + PS(4 MHz)
Pin
= 0.737 . (9)
Die so erhaltene Effizienz kann mit η(4 MHz) aus Abb. 18 verglichen werden.
Schaltverluste erklären also nur etwa die Hälfte des Beitrags zur sinkenden Effizienz für
Schaltfrequenzen größer als 1,5 MHz.
Zur Messung selbst ist anzumerken, dass das verwendete Netzteil Probleme mit den Sense-
Eingängen aufweist. Werden keine Sensekabel angeschlossen, können die Sense-Eingänge
über Brücken mit den Ausgängen verbunden werden, sodass am Ausgang die Spannung
gemessen wird.
Werden diese Brücken nicht angeschlossen, wie für diese Messung geschehen, misst das
Netzteil systematisch einen etwas geringeren Stromwert (Eingangsstrom der Konverter)
was zu einer systematisch erhöhten Effizienz führt (vgl. Mittelwertmessungen der Effizienz
Abb. 15 mit η(1,5 MHz) in Abb. 18 ). Die Lage des Maximums wird dadurch nicht
beeinflusst.
4.5 Effizienz mit Abschirmung
Im realen Betrieb werden die DC-DC-Konverter mit einer Abschirmung aus Aluminium
oder galvanisiertem Kunststoff versehen sein, die den Bereich mit starkem Rauschen vom
übrigen Teil des Boards sowie das Magnetfeld der Spule abschirmen und die Kühlung der
Spule verbessern wird.
4
Die im Messwert PV erlust enthaltenen Schaltverluste bei fs = 1,5 MHz müssen abgezogen werden.
18
23. 4 Effizienzmessungen
Zwei Konverter wurden bevor und nachdem sie mit einer solchen Abschirmung versehen
wurden einer Effizienzmessung unterzogen und die Differenz beider Messungen aufgetragen
(Abb. 19). Vergleicht man die Werte mit der Streuung aus Abbildung 12a auf Seite 13, ist
die Differenz, bis auf einige Ausreißer, verträglich mit der gemessenen Streuung.
Die Messung an Konverter Nr. 21 zeigt, dass die Effizienz mit Abschirmung tendenziell,
jedoch in vernachlässigbar geringem Maß, sinkt. Diese Tendenz ist beim anderen Konverter
nur bei Lastströmen von 1 A und kleiner feststellbar.
Es gibt vereinzelt Messpunkte, an denen die Differenz Werte im Bereich von einem halben
Prozent oder größer annimmt. Zu beachten ist, dass Unterschiede dieser Größe von einer
auf die andere Messung prinzipiell auch in der Messung für Abbildung 12a vorkommen,
diese aber selten sind und statistisch entsprechend wenig ins Gewicht fallen.
Bei Konverter Nr. 21 ist die Häufigkeit dieser Ausreißer größer, als bei den Messungen
ohne Abschirmung beobachtet wurde. Zu bemerken ist außerdem, dass Konverter Nr. 21
stets im Zustand „Power Bad“ ist (Kapitel 4.6).
Die Änderung der Effizienz bei Verwendung der Abschirmung ist für den finalen Einsatz
nicht signifikant.
0.15 0.21 0.23 0.25 0.25 0.20 0.28 0.23 0.29
0.11 0.07 0.03 0.15 0.14 0.17 0.14 0.96 0.17
-0.03 0.04 0.09 0.10 -0.01 0.05 0.17 0.01 0.10
-0.03 0.07 -0.03 0.02 -0.01 0.07 0.04 0.08 -0.06
-0.30 0.02 -0.04 -0.44 -0.04 0.01 -0.05 0.17 0.18
-0.08 -0.08 -0.13 0.08 -0.17 0.07 0.04 0.17 0.11
[V]in
U
6 6.5 7 7.5 8 8.5 9 9.5 10
[A]outI
0.5
1
1.5
2
2.5
3
-1
-0.8
-0.6
-0.4
-0.2
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
[%]
Schild
η-η
(a) Konverter V8A Nr. 34 mit Vout = 2,5 V
0.13 0.15 0.18 0.16 1.68 0.26 0.22 0.24 0.28
0.05 0.11 0.06 0.19 0.15 0.19 0.10 0.12 0.17
-0.09 0.05 0.18 0.21 0.05 0.19 0.17 0.12 0.16
0.38 0.13 -0.41 0.09 0.10 0.55 0.15 0.01 0.10
0.13 0.07 0.10 0.11 0.13 0.26 0.15 0.19 0.22
0.09 0.11 0.07 0.42 0.46 0.23 0.16 0.07 0.08
[V]in
U
6 6.5 7 7.5 8 8.5 9 9.5 10
[A]outI
0.5
1
1.5
2
2.5
3
-1
-0.8
-0.6
-0.4
-0.2
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
[%]
Schild
η-η
(b) Konverter V8A Nr.21 mit Vout = 2,5 V
Abbildung 19: Differenz von Effizienzmessung mit und ohne Abschirmung.
4.6 Zusammenhang von Effizienz und „power good“-Zustand
Wie in Kapitel 3.1 beschrieben, ist die Signalisierung des Betriebsszustandes der Konverter
fehlerhaft. Auch wenn der Konverter im normalen Betriebsmodus operiert (konstante
Ausgangsspannung), misst man nur für bestimmte Eingangsspannungen ein entsprechendes
„power good“-Signal.
Konverter AMIS4 Nr. 21 gelangt nie in den „power good“-Zustand. Dieser Umstand wird
benutzt, um zu untersuchen, welchen Einfluss der „power good“-Zustand auf die Effizienz
hat.
Aus den vorhandenen Effizienzmessungen werden alle Werte mit „power good“-Zustand
extrahiert und von diesen Ergebnissen die Effizienz des Konverters Nr. 21 abgezogen.
Die so erhaltene Differenz (Abb. 20) kann mit der Streuung zwischen verschiedenen
Konvertern des gleichen Typs (Abb. 15) verglichen werden.
Im Bereich bei 9-10V zwischen 1, 5-3A ist die Abweichung innerhalb der 1σ-Umgebung
der vorhandenen Streuung. Bei kleineren Strömen ist die Abweichung stets zwischen ein
und zwei Standardabweichungen und stets ist die Effizienz im „power good“-Zustand
19
24. 4 Effizienzmessungen
größer. Bei kleinen Eingangsspannungen ist die Effizienz des „power good“-Zustandes um
etwa drei σ geringer.
Insbesondere im vorgesehen Arbeitsbereich ist die Effizienz nicht durch den Zustand
„power good“ beeinflusst.
1.46 1.41 1.40 1.36
1.18 0.88 0.80 0.79
-0.10 -0.07 0.19
-0.81 0.07 -0.03
-0.64 -0.24 -0.30
-0.80 -0.28 -0.20 -0.22
[V]in
U
6 6.5 7 7.5 8 8.5 9 9.5 10
[A]outI
0.5
1
1.5
2
2.5
3
-1.5
-1
-0.5
0
0.5
1
1.5
[%]
Power Bad
η-η
Abbildung 20: Differenz von Effizienzmessungen von Konverter Nr. 21 bei Uout = 2,5 V
im Zustand „Power Bad“ und anderen 2,5 V-Konvertern im Zustand „power
good“.
4.7 Korrelation zwischen Effizienz und Spuleninduktivität bzw.
Spulenwiderstand
Für alle Konverter ist die Induktivität L und der Gleichstromwiderstand RDC der verbau-
ten Spule bekannt. Wie in Kapitel 4 angeführt ist ein wesentlicher Beitrag zur Ineffizienz
durch Verluste an der Spule begründet, die direkt mit den Spulenparametern RDC und
RS(L) zusammenhängen. Man kann durch Auftragen der Effizienz über L bzw. über RDC
versuchen herauszufinden, ob eine deutliche Korrelation besteht, oder ob die insbesondere
in L vorhandene Streuung die Effizienz nicht messbar beeinflusst.
Da die Ausgangsspannung die Effizienz der Konverter nennenswert beeinflusst, können
nur Konverter mit derselben Ausgangsspannung sinnvoll in einem Plot zusammengefasst
werden.
Für Uout = 2,5 V sind zwölf Datenpunkte in den Plot eingegangen. Die Verteilung zeigt
keine Korrelation (Abb. 21). Für Uout = 3,3 V (Abb. 22) sind acht Konverter gemessen
worden. Man kann eine schwache Korrelation für die Induktivität erkennen. Anzumerken
ist, dass sich in einem Datensatz mit so geringer Statistik durchaus eine falsche Tendenz
abzeichnen kann, die mit mehr Datenpunkten verschwindet.
Für RDC ist keine Korrelation erkennbar.
20
25. 4 Effizienzmessungen
L [nH]
400 410 420 430 440 450 460 470
[%]η
78.2
78.3
78.4
78.5
78.6
78.7
78.8
78.9
]Ω[mDCR
38 38.5 39 39.5 40 40.5 41[%]η
78.2
78.3
78.4
78.5
78.6
78.7
78.8
78.9
Abbildung 21: Effizienz als Funktion der Spuleninduktivität und des Spulenwiderstands
aus den Daten von zwölf Konvertern mit Vout = 2,5 V.
L [nH]
420 430 440 450 460
[%]η
81.2
81.4
81.6
81.8
82
82.2
]Ω[mDCR
38 38.5 39 39.5 40
[%]η
81.2
81.4
81.6
81.8
82
82.2
Abbildung 22: Effizienz als Funktion der Spuleninduktivität und des Spulenwiderstands
aus den Daten von acht Konverter mit Vout = 3,3 V.
21
26. 4 Effizienzmessungen
[V]in
U
6.98 7 7.02 7.04 7.06 7.08
[A]outI
0.5
1
1.5
2
2.5
3
60
65
70
75
80
85
90
Effizienz [%]
Abbildung 23: Effizienzmessung in einem Messintervall von 5 mV um Uin = 7 V. Es sind
keine Besonderheiten in diesem Bereich erkennbar.
4.8 Effizienz bei kritischer Schaltfrequenz
Bei Studien zur Stabilität der Schaltfrequenz der DC-DC-Konverter wurde ein außer-
gewöhnliches Verhalten (Sprünge in der Schaltfrequenz sowie eine der Schaltfrequenz
überlagerte Oszillation mit f ≈ 200 kHz) bei einer speziellen Spannung um etwa 7 V
beobachtet [18] und hier wird untersucht, ob dieser Effekt die Effizienz beeinflusst.
Dazu wird die betreffende Spannung für den Konverter AMIS4 V8A Nr. 14, in Abhängig-
keit des Laststroms, ermittelt und der betreffende Spannungsbereich in 5 mV-Schritten
abgetastet.
Das Ergebnis (Abb. 23) zeigt keine Besonderheiten in diesem Bereich.
22
27. 5 Verlustleistung an einzelnen Bauteilen
5 Verlustleistung an einzelnen Bauteilen
Man kann die totale Verlustleistung PV erlust aus der Effizienz η der Konverter (Gleichung 2)
berechnen:
PV erlust = Pin − Pout = (1 − η) · Pin (10)
Die Leistungen Pi, die an der Spule und den Transistoren T1 und T2 verloren gehen, sind
einer Messung zugänglich, die im Folgenden beschrieben wird.
Man kann also bestimmen, wie viel Leistung an den einzelnen Bauteilen in Wärme umge-
setzt wird, und erhält damit den Anteil, den diese einzelnen Beiträge an der gesamten
Ineffizienz der Konverter haben.
Die folgenden Untersuchungen werden an drei verschiedenen Konvertern, AMIS4 V8A Nr.
3, Nr. 28 und Nr. 6, durchgeführt. Konverter Nr. 3 ist auf eine Ausgangsspannung von
3,3 V, Nr. 28 auf 2,5 V eingestellt. Ansonsten sind beide Konverter gleich.
Bei Konverter Nr. 6 wurde das Bonden des Chips sowie das Kleben des Chips in das
Gehäuse an der RWTH durchgeführt, und dieser Konverter weist im relevanten Bereich
eine um etwa 8-10% geringere Effizienz als die industriell gebondeten Konverter auf.
Die folgenden Messungen werden bei einer Eingangsspannung von Uin = 10 V durchge-
führt.
5.1 Setup
Abbildung 24: Setup zur Messung der Verlustleistungsbeiträge der einzelnen Bauteile
eines DC-DC-Konverters. Der Unterschied zum Setup zur Effizienzmessung
(Kapitel 4.1) ist im Wesentlichen die Verwendung des Oszilloskops (d) zur
Datenaufzeichnung.
Es wird wieder das Agilent E3634A Power Supply (a) (Abb. 24) verwendet und der
Laststrom mit der Load-Box (b) eingestellt, wobei nun die Steuerung nicht mehr über
USB sondern direkt am Gerät erfolgt.
Gemessen wird der durch die Spule fließende Strom sowie der Spannungsabfall über dem
zu untersuchenden Bauteil. Der Spulenstrom wird mit der LeCroy CP031 Stromzange
[19] aufgezeichnet. Dazu muss die Spule über Drähte am Konverter angelötet sein, die
23
28. 5 Verlustleistung an einzelnen Bauteilen
Abbildung 25: DC-DC-Konverter mit Kontakten zur Spannungsmessung am Oszilloskop
lang genug sind, um sie mit der Stromzange umgreifen zu können (Abb. 25 und 26).
Spannungen werden mit der aktiven differentiellen Sonde AP 033 [20] von LeCroy gemessen,
die mit einem ÷10 Dämpfungsaufsatz [20] versehen ist. Um die Stellen, zwischen denen
die Spannung gemessen werden soll, mit der Sonde zu verbinden, sind auf dem Konverter
kleine Ösen angelötet. Die Kontaktstellen der Ösen auf dem Konverter sind in Abb. 6
markiert. Deren Potential wird mit Ground, Phase, Vout und Vin bezeichnet. Die folgenden
Spannungen können so gemessen werden:
• Die Spannung über der Spule zwischen Phase und Vout.
• Die Spannung über Transistor T1 zwischen Phase und Vin.
• Die Spannung über Transistor T2 zwischen Ground und Phase.
Die Messdaten dieser beiden Sonden (c) werden mit einem waveRunner 6050 Oszilloskop
(d) von LeCroy [21] aufgezeichnet. Die Ausgabe des Oszilloskops wird als Textdatei
gespeichert und mit ROOT ausgewertet.
Zum Umgang mit der Differentiellen Sonde ist noch Folgendes anzumerken:
Beim Auswerten der ersten Messergebnisse stellte sich heraus, dass die gemessene Leistung
mitunter unphysikalische negative Werte annimmt.
Bei näherer Untersuchung des Problems wurde festgestellt, dass die Messdaten der beiden
verwendeten Sonden nicht zur selben Zeit am Oszilloskop registriert werden.
Durch Aufnehmen der Strom- und Spannungswerte an einem ohmschen Widerstand wurde
ermittelt, um welchen Zeitbetrag ∆t die beiden Signale versetzt werden müssen, damit
Strom und Spannung tatsächlich in Phase sind.
In drei Messungen wurde der Wert bestimmt zu
∆t = (8,87 ± 0,42) ns , (11)
wobei die Messunsicherheit der Fehler des Mittelwerts dieser Mehrfachmessung ist. Es
konnte keine Frequenzabhängigkeit für ∆t in einem Bereich von 0,4 MHz bis 40 MHz
gefunden werden.
Im Folgenden ist in allen Messungen, für die dieses Problem relevant ist, eine entsprechende
Korrektur vorgenommen worden.
24
29. 5 Verlustleistung an einzelnen Bauteilen
Abbildung 26: DC-DC-Konverter mit angeschlossener Stromzange und differentieller Son-
de.
Außerdem ist beim Durchführen der Messung zu beachten, dass die Länge der Anschluss-
kabel großen Einfluss auf das Überschwingen in der gemessenen Spannung hat (Abb. 27).
Die in dieser Arbeit aufgeführten Messergebnisse wurden alle mit möglichst kurzen Pin-
Kontakten (zu sehen in Abb. 26) durchgeführt, um Überschwingeffekte zu minimieren.
5.2 Verlustleistung an der Spule
Mit dem präparierten Konverter kann direkt der durch die Spule fließende Strom IL und
die Potentialdifferenz UL zwischen den beiden Anschlüssen der Spule gemessen werden.
Aus dem Produkt erhält man die momentan an der Spule umgesetzte Leistung PL(t ).
Die nach einer Zeit t an der Spule in Wärme umgewandelte Energie EL(t) ist das Integral
von PL(t ) über die Zeit:
EL(t) =
t
t0
PL(t ) dt . (12)
Für zwei Zeitpunkte ta, tb, die ein ganzzahliges Vielfaches der Dauer eines Schaltzyklus
T =
tb − ta
n
(13)
sind, ist die mittlere Verlustleistung an der Spule
PL =
EL(tb) − EL(ta)
tb − ta
. (14)
Bei der Auswertung (Abb. 28) wird aus den gemessenen Strom- und Spannungswerten
ein Histogramm mit den Daten von EL(t) erzeugt. Die Stellen ta und tb werden durch
Bestimmung von zwei lokalen Minima festgelegt.
Die Ergebnisse der Messung sind in Tabelle 2 aufgeführt.
25
30. 5 Verlustleistung an einzelnen Bauteilen
t [s]
-0.05 0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25
-6
10×
-10
-5
0
5
10
15
U [V]
I [A]
(a) Spannung über der Spule mit starkem Über-
schwingen, gemessen mit Greifern und 5 cm
langen Kabeln.
t [s]
-0.05 0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25
-6
10×
-4
-2
0
2
4
6
8
10
U [V]
I [A]
(b) Spannung über der Spule, gemessen mit kur-
zen Pin-Kontakten. Das Überschwingen ist
deutlich reduziert.
Abbildung 27: Auswirkung der Länge der Verbindungen zwischen Differentieller Sonde
und den Konverterkontakten auf die Spannungsmessung am Oszilloskop.
t [s]
-2 -1 0 1 2
-6
10×-6
-4
-2
0
2
4
6
8
10
U [V]
I [A]
J]µE [
Abbildung 28: Auswertung der Verlustleistungsmessung an der Spule für Konverter Nr. 3
bei Iout = 3 A und Uin = 10 V. Die momentan an der Spule in Wärme
umgesetzte Energie (grün) ist das Integral des Produkts von Spannung
über der Spule (blau) und Spulenstrom (rot). EL(ta) und EL(tb) sind als
hellblaue Punkte eingetragen und wurden als lokale Minima des grünen
Histogramms bestimmt. Die Spannung über der Spule wechselt zwischen
den Werten Uin − Uout ≈ 7 V und −Uout ≈ 3, 3V was man sich am
vereinfachten Schaltbild der Konverter (Abb. 3) klarmachen kann.
26
31. 5 Verlustleistung an einzelnen Bauteilen
Iout : 0,5 A 1 A 2 A 3 A
PL[mW] (Nr. 28) 146 158 296 596
PL[mW] (Nr. 3) 207 220 319 461
PL[mW] (Nr. 6) 185 202 334 549
Tabelle 2: Gemessene Werte für die Verlustleistung an der Spule für Iout = 0,5 A bis 3 A.
5.3 Verlustleistung an den Transistoren im Chip
An dem mit Kontakten versehenen Konverter (Abb. 25) kann die Spannung über den
Transistoren T1 und T2 (vgl. Abb. 3) gemessen werden. Mit der Stromzange kann der
durch die Spule fließende Strom gemessen werden.
Ist ein Transistor im leitenden Zustand, fließt dort derselbe Strom wie durch die Spule.
Die Transistoren (Abb. 3) werden als Schalter betrachtet. Eine Verlustleistung tritt auf,
da einerseits der Widerstand des geschlossenen Schalters endlich groß ist, andererseits
existieren Schaltverluste (Kapitel 5.4.2), die auftreten, wenn bei Änderung des Schaltzu-
standes an einem Transistor gleichzeitig hohe Spannung anliegt und noch ein Strom fließt.
Außerdem treten Ansteuerverluste auf (Kapitel 5.4.3).
Mit der in Kapitel 5.2 beschriebenen Methode kann prinzipiell auch die Verlustleistung
an den Transistoren aufgrund des ohmschen Widerstandes gemessen werden, es müssen
aber noch weitere Aspekte beachtet werden: Die Verlustleistung kommt prinzipiell wie in
Gleichung (14) zustande. Da die am Transistor umgesetzte Energie ET (t), im Gegensatz
zur Messung an der Spule, keine Minima aufweist, muss, um nach Gleichung (13) zu
gegebenem ta ein tb zu finden, die Periodendauer T bekannt sein. T wurde für jeden der
drei Konverter separat bestimmt.
Außerdem ist zu beachten, dass durch den Transistor kein Strom fließt solange er sperrt,
dass für diesen Zustand also PT1(t) = 0 gilt. Da der Strom nur an der Spule gemessen
werden kann, muss diese Forderung in der Auswertung gesondert implementiert werden5.
Damit erhält man das Histogramm für die am Transistor in Wärme umgesetzte Energie
(grüne Kurven in Abb. 29) und kann mit der bekannten Periodendauer T die mittlere
Verlustleistung nach Gleichung (14) berechnen.
Die Ergebnisse der Messung sind in Tabelle 3 aufgeführt.
5
Es wurde eine if-Bedingung verwendet, so dass IT 1 = 0, wenn ein Schwellwert in der umspringenden
Spannung erreicht ist. Der Einfluss, den die Wahl des Schwellenwerts auf die gemessene Leistung hat, ist
im Bereich von wenigen Prozent oder geringer, sofern die Messmethode mit wenig Überschwingen (Abb.
27b) verwendet wird. Weiterhin wurde ta so gewählt, dass diese if-Bedingung gerade in einer Umgebung
von ta zutrifft, wo ET (t) konstant ist, was Unsicherheiten in der extrahierten Energiedifferenz minimiert.
Dies ist an der Lage der hellblauen Punkte in Abb. 29 zu erkennen. Diese liegen in einem Bereich, in
dem die grüne Kurve flach ist.
27
32. 5 Verlustleistung an einzelnen Bauteilen
t [s]
-2 -1 0 1 2
-6
10×-2
0
2
4
6
8
10
12
U [V]
I [A]
J]µE [
(a) Transistor T1
t [s]
-2 -1 0 1 2
-6
10×
-2
0
2
4
6
8
10
12
U [V]
I [A]
J]µE [
(b) Transistor T2
Abbildung 29: Auswertung der Verlustleistungsmessung der beiden Transistoren für Kon-
verter Nr. 3 mit Uout = 3,3 V bei Iout = 2 A und Uin = 10 V. Die momentan
in Wärme umgesetzte Energie (grün) ist das Integral des Produkts von
Spannung über der Spule (blau) und Spulenstrom (rot). ET (ta) und ET (tb)
sind als hellblaue Punkte eingetragen.
Iout : 0,5 A 1 A 2 A 3 A
Nr. 28 PT1[mW] 2 32 83 236
PT2[mW] 128 219 449 823
Nr. 3 PT1[mW] 73 92 206 386
PT2[mW] 161 255 502 844
Nr. 6 PT1[mW] 49 44 151 359
PT2[mW] 153 252 514 933
Tabelle 3: Gemessene Werte für die Verlustleistung an den Transistoren für Iout = 0,5 A
bis 3 A.
5.3.1 Widerstände der Transistoren T1 und T2
Auch im leitenden Zustand weisen Transistoren einen endlichen ohmschen Widerstand auf.
Ist ein Transistor im leitenden Zustand, fließt dort derselbe Strom wie durch die Spule.
Man misst einen endlichen Spannungsabfall über dem Transistor (Abb. 29) der sich, wie
man es für einen ohmschen Widerstand erwartet, proportional zum Strom verhält.
Wenn man statt U(t) und I(t), für korrespondierende Zeiten t, U(I) aufträgt (Abb. 30),
erhält man einen linearen Zusammenhang, dessen Steigung nach dem ohmschen Gesetz
dem Widerstand des Transistors Ron entspricht6.
Der Vergleich der Transistorwiderstände ist insbesondere für den nicht industriell gebon-
deten Konverter Nr. 6 interessant.
Weiterhin wird für die folgende Berechnung der Verlustleistung an den Transistoren der
Wert von Ron benötigt.
Die gemessenen Widerstandswerte sind in Tabelle 4 aufgeführt. Konverter Nr. 6 weist
keine abweichenden Widerstandswerte auf.
6
Da man nicht direkt die Transistoren im Chip kontaktieren kann, misst man genauer die Summe aus
allen Widerstandsbeiträgen zwischen den beiden Kontaktstellen auf dem Konverter.
28
33. 5 Verlustleistung an einzelnen Bauteilen
Konverter AMIS4 Nr. 28 3 6
RT1 [mΩ] 73 ± 6 112 ± 16 108 ± 17
RT2 [mΩ] 59 ± 4 65 ± 7 77 ± 3
Tabelle 4: Gemessene Transistorwiderstände Ron für T1 und T2: Mittelwerte und Stan-
dardabweichung aus jeweils fünf unabhängigen Einzelmessungen.
I [A]
0.8 0.9 1 1.1 1.2 1.3 1.4 1.5 1.6
U[V]
-0.2
-0.1
0
0.1
0.2
0.3
0.4
p0 -0.04283
p1 0.09312
p0 -0.04283
p1 0.09312
(a) Transistor T1.
I [A]
-1.2 -1 -0.8 -0.6 -0.4 -0.2 0 0.2 0.4
U[V]
-0.3
-0.2
-0.1
0
0.1
0.2
0.3
p0 -0.04672
p1 -0.06809
p0 -0.04672
p1 -0.06809
(b) Transistor T2.
Abbildung 30: Auftragung von U(I), gemessen an Konverter Nr.3 bei Uout = 3,3 V, ohne
Last und mit einer Eingangsspannung von Uin = 10 V. Der Betrag der
Steigung p1 entspricht dem Widerstand des Transistors in Ohm. Der Wert
des Y-Achsenabschnitts p0 ist von der Größe des Digitalisierungsfehlers.
Es fällt auf, dass der Geradenfit keine Ursprungsgerade ist, obwohl die Spannung Null
sein muss, wenn kein Strom fließt.
Der Wert des Achsenabschnitts auf der der U-Achse entspricht dem Digitalisierungsfehler
im verwendeten Messbereich. Für den Wert des Widerstandes hat ein Offset U0, der
innerhalb einer Messung konstant bleibt, keinen Einfluss:
Die Steigung der Geraden U(I) = R · I + U0, für zwei Messpunkte I1 und I2 mit I2 > I1,
ist
R =
U(I2) − U(I1)
I2 − I1
,
unabhängig von U0.
5.4 Berechnung einzelner Beiträge zur Verlustleistung
Es wurde auch versucht, die Verlustleistung, ausgehend von den Messdaten, rechnerisch
zu beschreiben.
5.4.1 Berechnung von ohmschen Verlusten
Im leitenden Zustand besitzen die Transistoren einen endlichen Widerstand Ron, an dem
für den Effektivstrom Ieff die Leistung PT = Ron · I2
eff verbraucht wird.
Es kann nur der Strom durch die Spule (Abb. 28), nicht aber der Strom durch die Transis-
toren im Chip gemessen werden. Zur Berechnung der Verlustleistung an den Transistoren
29
34. 5 Verlustleistung an einzelnen Bauteilen
benötigen wir aber den zugehörigen Stromfluss. Der Strom durch den Transistor besteht
aus dem Gleichstromanteil des Spulenstroms, dem ein Wechselstromanteil überlagert wird.
Zusätzlich muss beachtet werden, dass durch den Transistor im gesperrten Zustand kein
Strom fließt.
Um den Effektivwert des Stroms durch T1 zu berechnen, gehen wir zunächst von einem
fiktiven Effektivstrom aus, wie er durch den Transistor im leitenden Zustand fließt, und
reihen diesen Strom lückenlos aneinander. Der Transistor soll sich also zunächst immer
im leitenden Zustand befinden. Mit dem Spitze-Spitze-Wert des Stroms Iripple kann man
den Strom wie folgt parametrisieren:
I(t) = IDC + (
t
ton
−
1
2
) · Iripple , 0 < t < ton
I(t + ton) = I(t) .
Der Effektivwert von IDC ist gerade IDC. Der Wechselanteil von I(t) sei IAC, dann
ist der zugehörige Effektivstrom für eine Periode ton und das feste Abtastintervall des
Oszilloskops ∆t gerade
IeffAC =
1
ton
n
i=1
I2
i ∆t =
1
n
n
i=1
I2
i
und kann direkt aus den Histogrammen berechnet werden7. Der Effektivwert von I(t) =
IDC + IAC ist damit
Ieff = I2
DC + I 2
effAC .
Für den Effektivwert des real durch den Transistor fließenden Stroms Ieff muss dessen
Schaltverhalten berücksichtig werden. Ieff soll nur für die Zeitdauer ton eingehen, und
während der Zeit T − ton darf kein Beitrag zugelassen werden.
Der Effektivwert eines so modulierten Signals wird beschrieben durch [22]
Ieff =
ton
T
· Ieff . (15)
Damit erhalten wir die am Transistor T1 umgesetzte Leistung
PT1 = RonI2
eff (16)
und analog PT2.
Die an der Spule umgesetzte Leistung PSpule wird beschrieben durch
PSpule = RDCI2
DC +
RS
12
I2
ripple . (17)
Dabei ist der erste Summand der Gleichstromanteil mit dem Gleichstromwiderstand
der Spule RDC, der zweite Term der Wechselstromanteil mit dem frequenzabhängigen
Wechselstromwiderstand der Spule RS und dem Spitze-Spitze-Wert des Stroms Iripple.
Um RDC und RS zu ermitteln, wurde die jeweilige Spule vom Konverter entfernt und mit
dem Agilent E4980A LCR-Meter [23] gemessen. Die Resultate sind in Tabelle 5 aufgeführt.
Die nach Gleichung (16) und (17) ermittelten Ergebnisse für Spule und Transistoren sind
7
Man triggert mit einer if-Bedingung in der Spannung darauf, dass man nur während dem leitenden
Zustand, d.h. während ton, summiert.
30
35. 5 Verlustleistung an einzelnen Bauteilen
Konverter AMIS4 Nr. RDC [mΩ] RS(1,5 MHz) [mΩ] L(1,5 MHz) [nH]
28 40, 4 190 401
3 38, 5 180 389
6 38, 8 203 467
Tabelle 5: Gemessene Spulenparameter. Zu beachten ist, dass sich L und RS der Spulen
mit der Anordnung der Anschlussdrähte verändern. In einem formlosen Test
wurden 5% bis 10% Abweichung für unterschiedlich gebogene Anschlüsse
gemessen.
Iout : 0,5 A 1 A 2 A 3 A
Nr. 28 PSpule [mW] 167 202 337 549
PT1 20 35 103 216
PT2 46 79 213 421
Nr. 3 PSpule [mW] 273 305 427 626
PT1 55 85 213 430
PT2 60 92 221 423
Nr. 6 PSpule [mW] 188 215 340 539
PT1 43 74 191 390
PT2 57 97 255 505
Tabelle 6: Berechnete Werte für die Verlustleistung an der Spule und den Transistoren
T1 und T2 bei verschiedenen Lastströmen.
in Tabelle 6 zusammengefasst.
Der Gleichstromanteil der Verlustleistung steigt proportional zum Quadrat des Laststroms
an.
Iripple nimmt mit steigender Last kaum zu (wenige Prozent für Lastdifferenzen von
2,5 A), weswegen der Wechselstromanteil einen annähernd konstanten Beitrag8 liefert und
insbesondere bei kleinen Lasten die Verluste in der Spule dominiert.
5.4.2 Berechnung von Schaltverlusten (mit induktiver Last)
In einem realen Transistor dauert es beim Übergang vom leitenden in den nichtleitenden
Zustand stets eine kurze Zeit, bis der Stromfluss tatsächlich endet. Schaltverluste treten
auf, wenn zu einem Zeitpunkt während des Schaltvorganges das Produkt aus Spannung
über dem Transistor und Strom durch den Transistor von Null verschieden ist.
Bei der Berechnung der Verluste während der Schaltvorgänge unterscheidet man zwischen
Schaltverlusten bei ohmscher und bei induktiver Last [6] 9.
Da auch während des Abschaltvorgangs weiterhin ein Induktionsstrom fließt, hat man es
im vorliegenden Fall mit einer induktiven Last zu tun.
Für die Schaltverluste PS beim Abschaltvorgang gilt näherungsweise [6]:
PS =
U0 · I0
2
· tfall · fs .
8
zwischen 216 und 224 mW für Konverter Nr.3 bei 3,3 V Ausgangsspannung und 155 bis 175 mW für
2,5 V-Konverter
9
Die Verluste bei ohmscher bzw. induktiver Last stehen im Verhältnis: Pinduktiv = 3Pohmsch.
31
36. 5 Verlustleistung an einzelnen Bauteilen
t [s]
-1.886 -1.885 -1.884 -1.883 -1.882 -1.881 -1.88 -1.879 -1.878 -1.877
-6
10×
-2
0
2
4
6
8
10
U [V]
Abbildung 31: Detailausschnitt des Spannungshistogramms von T2 für Konverter Nr. 3
(Abb. 29b), der den Ausschaltvorgang des Transistors zeigt. Zwei benach-
barte Messpunkte liegen um das Abtastintervall von 0,2 ns auseinander.
Im vorliegenden Graphen wurde tfall = 1 ns ermittelt.
Dabei ist U0 der Spannungswert und I0 der Wert des Stroms unmittelbar vor dem Aus-
schaltvorgang, tfall ist die Schaltzeit (von Beginn bis Ende des Schaltvorgangs) und fs
die Schaltfrequenz des Konverters.
Will man An- und Abschaltvorgang berücksichtigen, gilt mit der zu tfall korrespondieren-
den Dauer des Anschaltvorgangs trise:
PS =
U0 · I0
2
· (trise + tfall) · fs . (18)
Die Zeiten trise und tfall können direkt aus den Messungen der Verlustleistung am
jeweiligen Transistor abgelesen werden. Das Oszilloskop hat eine Abtastrate von 5 GHz,
was einem Abtastintervall zwischen zwei aufeinanderfolgenden Messpunkten von 0,2 ns
entspricht. Aus der Zahl der Messpunkte, die während des Schaltens eines Transistors
aufgenommen werden (Abb. 31), kann also direkt eine Obergrenze für trise beziehungsweise
tfall abgelesen werden (Tabelle 7).
T1 T2
Konverter Nr. trise[ns] tfall[ns] trise[ns] tfall[ns]
28 3, 1 1, 8 1, 9 3, 1
3 1, 1 3, 3 3, 4 1, 1
6 1, 2 3, 9 2, 4 3, 1
Tabelle 7: Gemessene Mittelwerte für die Schaltzeit der Transistoren bei 3 und 2 A Last.
Die Messgenauigkeit ist durch die Abtastrate des Oszilloskops begrenzt auf
0,2 ns.
Die sich daraus ergebenden Schaltverluste sind in Tabelle 8 enthalten.
32
37. 5 Verlustleistung an einzelnen Bauteilen
Iout : 0,5 A 1 A 2 A 3 A
Nr. 28 PST1 65 73 97 138
PST2 62 67 88 121
Nr. 3 PST1 66 58 45 89
PST2 71 63 50 91
Nr. 6 PST1 51 39 48 89
PST2 67 69 87 125
Tabelle 8: Berechnete Werte für die Schaltverluste an den Transistoren T1 und T2 bei
verschiedenen Lastströmen.
5.4.3 Berechnung von Ansteuerverlusten
Das Gate eines FET Transistors stellt auch immer eine parasitäre Kapazität dar, die bei
jedem Schaltvorgang umgeladen wird. Die damit assoziierten Verluste bezeichnet man als
Ansteuerverluste.
Für Ansteuerverluste Pdriving gilt der Zusammenhang [24]
Pdriving = fs · Cg · U2
gs , (19)
mit der Schaltfrequenz fs der Konverter, der Spannung zwischen Gate und Source des
Transistors Ugs und der Gatekapazität des jeweiligen Transistors Cg. Bis auf fs sind die
in (19) eingehenden Größen nicht trivial messbar. Dem Datenblatt des AMIS4-Chips [25]
kann man entnehmen, dass Ugs = 3,3 V sein muss. Die Gatekapazitäten
Cg T1 = 4,3 nF
Cg T2 = 13 nF
wurden von der CERN-Gruppe erfragt. Diese seien so gut wie möglich aus Messungen
des AMIS2-Chips bestimmt oder für AMIS4 abgeschätzt worden [26]. Damit sind nach
(19) die Ansteuerverluste an Transistor 1
PdrivingT1 = 70 mW (20)
und an Transistor 2
PdrivingT2 = 212 mW . (21)
5.5 Vergleich von Messung und Rechnung
Zum Vergleich sind in den Tabellen 9 bis 11 die gemessenen und berechneten Werte für
die Verlustleistungen einander gegenübergestellt. Zu allen im Vorigen beschriebenen Mes-
sungen und Rechnungen sind auch deren Summe Pi und die aus der Effizienzmessung
bestimmte totale Verlustleistung PV erlust (Gleichung (10), Seite 23) mit angegeben. Schalt-
und Ansteuerverluste werden sowohl für die Summe der gemessenen Leistungswerte, als
auch für die Summe der berechneten Werte berücksichtigt.
Die gesamten gemessenen und berechneten Verlustbeiträge stimmen bis auf etwa 10%
Abweichung überein (20% für Konverter Nr. 6 bei 3 A).
Für die industriell gebondeten Konverter ist die gemessene Ineffizienz bis auf etwa 15%
33
38. 5 Verlustleistung an einzelnen Bauteilen
Abweichung aus den einzeln gemessenen Verlustleistungsbeiträgen erklärbar.
Abbildung 32: AMIS4 Chiplayout [7]. SW1 und SW2 bezeichnen T1 beziehungsweise T2.
Abbildung 33: Wärmebildaufnahmen des Detektorchips [27] (mit geöffnetem Gehäuse) für
einen DC-DC-Konverter mit normaler Effizienz (A10) und einen Konverter
mit geringerer Effizienz (C2 - vergleichbar mit dem hier getesteten Kon-
verter Nr. 6). Der Bereich der logischen Schaltung erwärmt sich besonders
stark.
Der im Haus gebondete Konverter Nr. 6 weist für Spulen- und ohmsche Transistorver-
luste keine Besonderheiten auf. Die gemessenen und berechneten Verlustleistungen von
Konverter Nr. 6 sind vergleichbar groß wie bei Konverter Nr. 3. Ein Teil der Beiträge zur
größeren Ineffizienz könnten zwar in den hier nur ungenau berechneten Ansteuerverlusten
oder als Beitrag der Diodenleitung zu finden sein, aber die wesentliche Ursache für die
34
39. 5 Verlustleistung an einzelnen Bauteilen
größere Ineffizienz des im Haus gebondeten Konverters kann auch dadurch nicht erklärt
werden und ist nicht in den hier durchgeführten Messungen zu Tage getreten.
Aus thermischen Studien an DC-DC-Konvertern [27] weiß man, dass bei diesen Konvertern,
verglichen mit den Konvertern mit normaler Effizienz, im Bereich der logischen Schaltung
des Chips besonders viel Energie in Wärme umgesetzt wird (Abb. 32 und 33). Es existiert
also mindestens ein bedeutender Beitrag zur Verlustleistung, der hier nicht quantifiziert
werden konnte.
Bemerkenswert an den gemessenen Verlustleistungen ist auch, das für den 2,5 V-Konverter
mitunter die Summe der Einzelbeiträge aller Komponenten größer ist, als die mit der
Ineffizienz assoziierte Verlustleistung.
Die Messmethodik hat sich als schwierig erwiesen: Ohne Korrektur der Verzögerung, die
bei der differtiellen Sonde bei Benutzung der vollen Bandbreite auftritt, wurden zunächst
sogar negative Verlustleistungen gemessen. Das Überschwingen der Spannung konnte
erst während der Endphase der Arbeit auf ein vernünftiges Niveau gesenkt werden. Das
Ergebnis der Verlustleistungsmessung an den Transistoren ist durch das Überschwingen
deutlich beeinflusst worden.
Erst mit der Beseitigung des Überschwingens wird auch der Effekt der Diodenleitung
in den Messungen sichtbar. In der Auswertung wurde die Diodenleitung nicht von den
ohmschen Verlusten am Transistor getrennt.
35
41. 6 Fazit
6 Fazit
Mit dieser Bachelorarbeit wurde bestätigt, dass die Effizienz der DC-DC-Konverter mit
dem AMIS4-Chip typischerweise η ≈ 80% beträgt und damit den Anforderungen für das
Phase 1 Upgrade des CMS genügt.
Dazu wurden Effizienzmessungen an etwa 30 Konvertern durchgeführt und zusammenge-
fasst.
Das Verhalten der Effizienz der Konverter bei tiefen Temperaturen wurde parametrisiert
und es wurde bestätigt, dass die gewählte Schaltfrequenz im Hinblick auf die Effizienz
das Optimum darstellt. Ferner wurde der Einfluss der Abschirmung und des „power
good“-Zustands auf die Effizienz quantifiziert.
Gefunden wurde außerdem, dass die gegebene Streuung der Spulenparameter keinen
Einfluss auf die Effizienz hat.
Weiterhin wurde gezeigt, in welchem Rahmen sich die Ineffizienz der Konverter aus den
Verlustleistungen an Spule und Transistoren rekonstruieren lässt und inwieweit die rech-
nerische Beschreibung, insbesondere die der Verluste an der Spule, in Übereinstimmung
mit den Messergebnissen ist.
37
42. Quellen
Quellen
[1] CMS Collaboration, Technical proposal for the upgrade of the CMS detector through
2020, Technical Report CERN-LHCC-2010-006, LHCC-P-004, 2011.
[2] CMS Collaboration, The CMS experiment at the CERN LHC, JINST 3 S08004,
2008.
[3] Lyndon Evans, Philip Bryant, The CERN Large Hardron Collider: Accelerator and
Experiments, LHC Machine, JINST 3 S08001, 2008.
[4] Lutz Feld et al., Powering for Future Detectors: DC-DC Converters for the CMS
Tracker Upgrade, PoS (2011) 041. Vertex, 2011.
[5] CMS technical design report for the pixel detector upgrade (in Vorbereitung), 2012.
[6] Ulrich Schlienz, Schaltnetzteile und ihre Peripherie 3. Auflage, Vieweg & Sohn
Verlag, 2007.
[7] Stefano Michelis et al., DC-DC converters in 0.35µm CMOS technology, JINST 7
C01072, 2012.
[8] Agilent E363xA Series Programmable DC Power Supplies, http://cp.literature.
agilent.com/litweb/pdf/5968-9726EN.pdf, 2010.
[9] National Instruments LabVIEW, http://www.ni.com/labview/d/.
[10] NI USB-6008 DAQ, http://www.ni.com/pdf/manuals/371303m_0113.pdf.
[11] Einstufiges Peltierelement, Bestellbezeichnung UEPT-140-127-100C200S, http:
//www.uweelectronic.de/.
[12] Huber CC-505 Kältemaschine, http://www.huber-inside.com/dynamic/produkte_
pdf/DE/2018.0003.04.PDF.
[13] Rüdiger Jussen, Elektronische Charakterisierung von DC-DC-Konvertern zur Span-
nungsversorgung des CMS-Spurdetektors am SLHC, Diplomarbeit, RWTH Aachen,
2009.
[14] Oliver Scheibling, Effizienzmessung von DCDC-Konvertern für das CMS-Experiment,
Bachelorarbeit, RWTH Aachen, 2011.
[15] ROOT | A Data Analysis Framework, http://root.cern.ch.
[16] Friedrich Tabellenbuch, Elektrotechnik / Elektronik, Bildungsverlag EINS, Köln,
2007.
[17] Horst Stöcker, Taschenbuch der Physik: Formeln, Tabellen, Übersichten, Verlag
Harri Deutsch, 1998.
[18] Richard Hensch, Studien zur Stabilität der Schaltfrequenz von DC-DC-Konvertern,
Bachelorarbeit, RWTH Aachen, 2012.
[19] CP 031 Current Probe, http://cdn.lecroy.com/files/manuals/cp031-om-
e_rev_c.pdf.
[20] AP 033 Active Differential Probe, http://cdn.lecroy.com/files/manuals/
ap033_inst_manual.pdf.
[21] LeCroy waveRunner 6050, http://www.lecroy.com/.
[22] Wikipedia, Scheitelfaktor, Version vom 24. August 2012, abrufbar unter http:
//de.wikipedia.org/w/index.php?title=Scheitelfaktor&oldid=104290700.
38
43. Quellen
[23] Agilent E4980A Precision LCR Meter, http://cp.literature.agilent.com/
litweb/pdf/5989-4235EN.pdf.
[24] Wikipedia, Buck converter, Effects of non-ideality on the efficiency, Version vom
24. August 2012, abrufbar unter http://en.wikipedia.org/w/index.php?title=
Buck_converter&oldid=508917226.
[25] Stefano Michelis, AMIS4 QFN32 Data sheet, 2011.
[26] Federico Faccio, private Mitteilung.
[27] Marcel Friedrichs, Thermische Studien an DC-DC-Konvertern für das Upgrade des
CMS-Pixeldetektors, Bachelorarbeit, RWTH Aachen, 2012.
39
44. Erklärung
Ich versichere, dass ich die Arbeit selbstständig verfasst und keine anderen als die angege-
benen Quellen und Hilfsmittel benutzt sowie Zitate kenntlich gemacht habe.
Aachen, den 18.09.2012
