Convertorul static de frecvenţă

-ÎNDRUMAR DE LABORATOR-
Sisteme moderne de comandă a maşinilor de curent alternativ Conf. dr. ing Mircea GOGU
TITLUL LUCRĂRII:
Prezentarea convertorului static de frecvenţă
cu circuit intermediar de curent continuu ELVAR 4,0 KW.
SCOPUL LUCRĂRII:
- aprofundarea de către studenţi a principiului de funcţionare a convertorului static de
frecvenţă cu circuit intermediar de curent continuu;
- prezentarea circuitelor electronice componente convertorului ELVAR 4,0 KW.
I.1.Descrierea şi principiul de funcţionare al convertorului static de frecvenţă cu circuit
intermediar de curent continuu
Convertoarele statice de frecvenţă (CSF) permit transformarea energiei de la reţeaua trifazată
de tensiune şi frecvenţă fixă într-o energie de curent alternativ cu tensiune şi frecvenţă variabilă.
Aceste circuite electronice constituie astfel, surse optime de alimentare a motoarelor de curent
alternativ – rotative sau liniare, asincrone sau sincrone – în sistemele de acţionare cu viteză reglabilă.
Acţionările utilizând motoare asincrone cu rotorul în scurtcircuit, alimentate de la convertoare
statice de frecvenţă, au pătruns în cele mai diferite domenii datorită în special avantajelor acestor
motoare (robuste, uşoare, dimensiuni mici, inerţie redusă, întreţinere uşoară, etc.).
Ansamblul convertor static – motor asincron cu rotor în scurtcircuit facilitează punerea de
acord a caracteristicii mecanice a motorului cu condiţiile impuse de maşinile de lucru cele mai dife-
rite. În acest mod, se pot asigura practic toate cerinţele impuse sistemelor de acţionare cum ar fi:
- pornirea automată şi accelerarea controlată;
- funcţionarea cu turaţie constantă sau cuplu constant;
- reglarea automată după program a turaţiei;
- schimbarea sensului de rotaţie;
- frânarea automată;
- gamă largă de reglare a vitezei cu fineţe deosebită a reglării;
- sensibilitate redusă la variaţii în anumite limite a tensiunii şi frecvenţei de alimentare;
- viteză mare de răspuns.
Conversia energiei de curent alternativ realizată prin intermediul unei forme de energie de
curent continuu, are limite de variaţie mai largi din punct de vedere al frecvenţei tensiunii de ieşire. În
acest caz, CSF este denumit convertor de frecvenţă cu circuit intermediar de curent continuu şi este
alcătuit din:
- un redresor (comandat sau necomandat);
- un circuit intermediar de curent continuu având caracter de sursă de curent continuu sau de
tensiune continuă sau variabilă;
- un invertor care poate fi de tensiune sau de curent (figura I.1).
- 1 -

CALE DE C.C.REDRESOR INVERTOR
R
U1
Ucc
f1
S
T
MA
3~
Us
fs
Fig. I.1. Structura unui convertor static de frecvenţă.
Invertoarele sunt componentele de bază ale convertoarelor statice de frecvenţă cu circuit
intermediar de tensiune continuă, echipamente electronice de putere care stau la baza acţionărilor electrice
cu turaţie reglabilă cu motoare de curent alternativ. În structura acestor sisteme de acţionare, invertorul are
un rol decisiv în stabilirea performanţelor energetice şi dinamice ale sistemului pentru un motor de
acţionare dat.
Este bine cunoscut faptul că obţinerea unui randament energetic ridicat şi a unor performanţe
dinamice superioare pentru sistemul de acţionare în ansamblu, este condiţionată de alimentarea motorului
de curent alternativ cu tensiuni şi curenţi sinusoidali, de frecvenţe şi amplitudini impuse de sistemul de
reglare [A5],[D6].
Spre deosebire de invertoarele de curent, invertoarele de tensiune prezintă o mare flexibilitate în
adoptarea unor tehnici de comandă cu modularea impulsurilor de tensiune în durată (PWM) şi/sau
amplitudine în vederea reducerii conţinutului de armonici de frecvenţă joasă din undele de tensiune şi de
curent ce alimentează motorul de acţionare.
Funcţionarea invertoarelor de tensiune fără modulaţia impulsurilor, prin conducţia continuă a
dispozitivelor de comutaţie pe duratele corespunzătoare unor unghiuri de 120˚ el. sau 180˚ el, prezintă
dezavantajul unui conţinut ridicat de armonici de frecvenţă joasă în unda tensiunii de ieşire, precum şi
dezavantajul datorat imposibilităţii reglării tensiunii concomitent cu reglarea frecvenţei numai prin
intermediul invertorului.
Undele de tensiune obţinute la ieşirea invertorului sunt cvasisinusoidale, compuse din im-
pulsuri dreptunghiulare de durate egale cu durata de conducţie a semiconductoarelor de putere. Ast-fel
de unde au o pondere însemnată a armonicilor impare 5, 7, 11, etc. care determină cupluri oscilante ce
înrăutăţesc performanţele dinamice ale motorului alimentat. În plus, la reglarea vitezei motorului de
acţionare (sincron sau asincron) se impune modificarea continuă a tensiunii concomitent cu
frecvenţa.Acest lucru nu se poate obţine cu ajutorul invertorului, fiind necesară o sursă de tensiune
continuă reglabilă, redresor comandat sau chopper în circuitul de curent continuu.
În figura 1.2. este prezentată configuraţia unui convertor de frecvenţă cu circuit intermediar de
curent continuu pentru alimentarea unui motor asincron.
Fig. 1.2. Schema unui convertor cu circuit intermediar de curent continuu.
R S T uvw
Cf
Comanda PWM
invertor
f [Hz]= variabil
U [V]= variabil
P
N
- 2 -

Reglarea vitezei maşinii asincrone impune pe lângă variaţia frecvenţei fs care se realizează în
CFCI prin metode specifice de comandă pentru contactoarele statice şi variaţia tensiunii Us, pentru a se
evita saturarea (Us/fs=const.).
Există pentru îndeplinirea acestui deziderat, în principal trei metode distincte:
- variaţia tensiunii continue Ucc la intrarea invertorului;
- variaţia tensiunii Us la ieşirea din invertor;
- variaţia tensiunii în invertor prin utilizarea tehnicilor PWM.
Prima metodă permite obţinerea unei forme constante a tensiunii la ieşirea invertorului, indife-
rent de amplitudinea ei, dar impune folosirea redresorului comandat, ca sursă de tensiune continuă re-
glabilă, pe calea de curent continuu.
Se utilizează cu precădere în schemele de reglare care funcţionează pe baza controlului orientat
după câmp, iar contactoarele statice ale invertorului sunt tranzistoare. Dacă invertorul este realizat cu
tiristoare, la variaţia în limite largi a tensiunii, capacitatea de comutare scade pe măsura scăderii tensiunii
de încărcare a condensatoarelor de stingere, din care cauză, în unele aplicaţii se folosesc surse
suplimentare de curent continuu pentru încărcarea condensatoarelor de stingere.
A doua metodă se utilizează relativ rar în acţionările electrice reglabile, deoarece la tensiuni
reduse, conţinutul de armonici al tensiunii la bornele maşinii este nesatisfăcător.
Metoda a treia este cea mai folosită atât în cazul controlului scalar, cât şi în cazul controlului
orientat după câmp, în acest ultim caz uneori împreună cu prima metodă. Tehnicile de comandă PWM
prezintă două avantaje esenţiale care le-au impus domeniul metodelor de comandă folosite pentru in-
vertoarele ce fac parte din convertoarele statice cu circuit intermediar de curent continuu:
- nu necesită componente suplimentare în invertor, blocul de comandă devenind însă mai
complex;
- permit reducerea semnificativă sau chiar eliminarea armonicilor de frecvenţă de ordin mic
(cele mai apropiate de fundamentală), chiar la evoluţii în limite largi ale tensiunii şi frec-
venţei.
Reducerea conţinutului de armonici, în special a armonicilor de frecvenţă joasă şi posibilitatea
modificării în limite largi a tensiunii cu frecvenţa se obţin prin modulaţia în durată a impulsurilor de
tensiune, metodă consacrată sub denumirea de comandă PWM (Puls Width Modulation). Metoda
constă în fragmentarea duratelor de conducţie ale semiconductoarelor de putere în vederea reducerii
conţinutului de armonici din undele de tensiune şi implicit de curent de la ieşirea invertorului ce
alimentează motorul unui sistem de acţionare electrică.
Metodele de comandă PWM (Puls Width Modulation) se aplică în aceeaşi măsură la maşinile
asincrone cât şi la cele sincrone. În această lucrare se va studia aplicarea acestor tehnici de comandă
maşinilor asincrone.
Configuraţia invertorului PWM pentru alimentarea unui motor asincron trfazat este prezentată
în figura 1.3.
uvw
Circuite de
comanda in baza
f [Hz]= variabil
U [V]= variabil
P
N
Ucc
CS1 CS3 CS5
CS2 CS4 CS6
Fig. 1.3. Invertor trifazat cu tranzistoare IGBT.
- 3 -

Modularea impulsurilor în durată (lăţime) constă în alimentarea maşinii cu un număr de impulsuri
de tensiune (curent) pe fiecare semiperioadă, durata fiecărui impuls fiind o funcţie sinusoidală de-
pendentă de poziţia unghiulară a impulsului în decursul semiperioadei.
Modularea se realizează prin compararea unui semnal de comandă (modulator), de amplitudine
Um şi frecvenţă fm variabile, a cărui formă este identică cu forma semnalului ce se doreşte a fi obţinut la
ieşirea invertorului, cu un semnal triunghiular (purtător), de amplitudine Up şi frecvenţă fp fixe.
Caracterizarea acestui proces de modulaţie, cunoscut sub denumirea de modulaţie PWM sinu-
soidală se face cu ajutorul a doi parametri:
gradul de modulaţie în frecvenţă, definit prin raportul dintre frecvenţa semnalului purtător şi
frecvenţa semnalului modulator fp/fm=m (m determină numărul de pulsuri pe perioadă);
gradul de modulaţie în amplitudine al tensiunii, definit prin raportul dintre amplitudinea
semnalului modulator
sinusoidal şi amplitudinea
semnalului purtător
triunghiular Um/Up=k.
Principiul metodei, este ilustrat
în figura 1.4. [A3], [G13], [P7].
Momentele în care unda modu-
latoare de frecvenţă fm şi amplitudine
Um intersectează unda purtătoare
triunghiulară de frecvenţă fp şi
amplitudine Up (figura 1.4 a), constituie
momente de comutare pentru contac-
toarele statice din invertor. Prin aceasta
se produc impulsurile de tensiune
modulate în durată după legea sinusoi-
dală impusă de unda modulatoare.
Cât timp unda modulatoare este
mai mare decât unda purtătoare, con-
tactoarele statice corespunzătoare fazei
şi polarităţii respective sunt închise,
aplicând înfăşurării maşinii un impuls
de tensiune. Când unda purtătoare devi-
ne mai mare decât unda modulatoare,
aceste contactoare se vor deschide.
În funcţie de contactoarele care
se închid, impulsurile de tensiune apli-
cate înfăşurării maşinii vor fi de o
polaritate sau alta, conform figurii 1.4
b), c), d).
Fig. 1.4. Principiul modulării sinusoidale.
- 4 -
e)
b)
a)
CS2CS1
ωt
Ua
ωt
-Ucc
+Ucc
Um
Up
ωt
Unda triunghiulara purtatoare
c)
-Ucc
+Ucc
d)
f)
CS4CS3
ωt
g)
CS6CS5
ωt
ωt
ωt
Ub
Unda sinusoidala modulatoare
2
2
2
2
-Ucc
2
+Ucc
2
Uc

Algoritmul de comutare pentru contactoarele din invertor, se observă în figurile 1.4. e), f) şi g).
Pentru o undă triunghiulară de amplitudine şi frecvenţă constante, se poate modifica amplitudinea
fundamentalei undei de la ieşirea invertorului, prin modificarea amplitudinii undei modulatoare Um (a
indicelui de modulaţie k), păstrând frecvenţa acesteia constantă.
I.2. Prezentarea convertorului static de frecvenţă ELVAR 4,0 KW
I.2.1. Conectarea in instalatii a convertorului static de frecvenţă cu circuit intermediar de curent
continuu ELVAR 4,0 KW
V +
P
R F
R
S
T
N
R com
A u x
u
v
w
R
S
T
N
Sig.1
Sig.2
Sig.3
Sig.4
Rezistenta de franare
u
v
w
K1
BA
CFS
Fig. I.5. Schema electrică de conectare a CSF.
I.2.2. Configuraţia convertorului static de frecvenţă realizat
Convertorul static de frecvenţă ELVAR 4,0 KW, este realizat din 4 (patru) circuite electronice:
- circuitul de alimentare,
- circuitul modul,
- circuitul de bază,
- circuitul de comandă.
Circuitul de alimentare
V+
VR5
V-
R1
VR2
R2 R3
VR3
VR1
VR4
Y
R
S
T
Punte redresoare
Fig. I.6. Schema electrică a circuitului de alimentare.
Schema electrică a circuitului de alimentare din structura convertorului static de frecvenţă
cu circuit intermediar de curent continuu se poate urmări în figura I.6.
- 5 -

Datorită avantajelor, deja cunoscute, folosirii structurilor electronice de putere în construcţie
modulară, la realizarea plăcii de cleme s-a folosit un redresor trifazat, modular, necomandat produs de
firma Mitsubishi.
Varistoarele cu oxizi metalici (cunoscute şi sub denumirea de varistoare cu ZnO) sunt utilizate
pentru protecţia împotriva supratensiunilor. Rolul lor este de a proteja echipamentul electric împotriva
oricărui tip de supratensiune care poate apărea în reţeaua de alimentare (datorată comutaţiei,
incidentelor tehnice, indusă accidental sau cauzată de către o lovitură de trăznet). În figura I.7 este
prezentat circuitul electronic realizat.
Fig. I.7. Circuitul de alimentare – circuitul electronic realizat.
Semnificaţia bornelor:
V+ – tensiunea căii de curent continuu;
P – pământ;
RF – rezistenţă de frânare. CSF conţine un circuit destinat disipării energiei de frânare
(se conectează conform schemei prezentate în figura I.5);
R, S, T – fazele reţelei de alimentare;
N – nulul reţelei de alimentare;
Rcom – faza de alimentare a circuitului de comandă;
Aux – contact auxiliar (se conectează conform schemei prezentate în figura I.5);
u, v, w – alimentarea motorului;
Câteva caracteristici ale punţii redresoare de putere, folosite:
- VRRM = 1600V tensiune repetitivă;
- VRSM = 1700V tensiune nerepetitivă;
- IO = 40V curent continuu de ieşire;
- IFSM = 400V;
Circuitul modul
Folosirea modulelor inteligente de putere (dipozitive de putere hibride avansate care combină
viteza mare şi pierderile mici de comutare ale IGBT-urilor cu dispozitive de comandă pe poartă
optimizate şi circuite de protecţie), conferă o serie de avantaje cum ar fi: gabarit redus pentru
convertorul cu circuit intermediar de curent continuu, timpul de proiectare a convertorului, redus,
drivere şi circuite de protecţie incluse în modul, performanţe îmbunătăţite, tehnologie înaltă de
fabricare (reduce numărul extern de componente şi se asamblează uşor). Chiar şi dimensiunile
sistemului pot fi reduse prin folosirea unui radiator mai mic, deoarece pierderile în stare de conducţie
şi cele de comutare sunt mai mici.
Abilitatea MIP de a se autoproteja reduce posibilitatea de distrugere a dispozitivului în timpul
testelor sau în condiţii de suprasarcină.
Schema electrică a circuitului modul din structura convertorului static de frecvenţă cu circuit
intermediar de curent continuu este prezentată în figura I.8, iar în figura I.9 este prezentat circuitul
- 6 -

electronic realizat. Soluţia adoptată, datorită considerentelor prezentate mai sus, este folosirea unui
modul integrat de putere produs de firma Mitsubishi, cu dispozitive de comandă pe poartă optimizate
şi circuite de protecţie incorporate. Această soluţie a permis realizarea plăcii modul cu un minim de
componente externe.
J3
R17
OC2
OC6
C1
C2
OC4
C3
C4
R13
R11
J5
R2
R3
R15
R6
R7
OC1
J4
OC3
OC8
OC5
R4
R5
OC9
OC10
R1
MODULINTELIGENT
DEPUTERE
VUPC
UP
VUPI
VNI
Fo
VNC
WN
VN
UN
UFo
Br
VVPI
VFo
VP
VVPC
VUWI
WFo
WP
VWPC
R9
R16
R14
R12
OC7
J1
J2
R8
R10
VccU VccW
GNDU
GNDU
Br
GNDW
Vcc(+15VS2)
Vcc(+15VS2)
GNDV
GNDW
VccW
VccU
GNDV
VccV
VccV
Vcc(+15VS2)
Br
RT
YT
BT
RBYB
BB
GND
+5V(S1)FAULT
Fig. I.8. Schema electrică a circuitului modul.
- 7 -

Protecţiile interne la supracurent şi la
scurtcircuit sunt realizează prin utilizarea unor senzori
de curent optimizaţi, care permit monitorizarea continuă
a curentului ce străbate dispozitivul. Pe lângă aceste
protecţii, fiabilitatea sistemului este sporită prin
protecţia la supratemperatură şi prin blocarea la nivel de
tensiune prea joasă.
Fig. I.9. Circuitul modul – circuitul electronic
realizat.
Câteva caracteristici ale modulului inteligent de putere folosit:
Pentru IGBT:
- VCES = 1200V (VD = 15V, VCIN = 15V) tensiune colector-emitor
- IC = 50A (TC = 25 C) curent colector
- ICP = 100A (TC = 25 C) curent colector de vârf
- VCC = 900V (aplicat între P şi N) tensiune de alimentare
- VCsurge = 1000V (aplicat între P şi N)
Pentru BRAKE:
- VCES = 1200V tensiune colector-emitor
- IC = 15A (TC = 25 C) curent colector
- ICP = 30A (TC = 25 C) curent colector de vârf
- VCC = 900V (aplicat între P şi N) tensiune de alimentare
- VCsurge = 1000V (aplicat între P şi N)
Pentru protecţii:
- OC = (59 ÷ 112)A (-20ºC ≤ TC ≤ 125, VD = 15V) supracurent invertor
- OC = (22 ÷ 50)A (-20ºC ≤ TC ≤ 125, VD = 15V) supracurent frână
- SC = 183A (-20ºC ≤ TC ≤ 125, VD = 15V) scurtcircuit invertor
- SC = 95A (20ºC ≤ TC ≤ 125, VD = 15V) scurtcircuit frână
- OT = (111 ÷ 125) C supratemperatură
- UV = (11,5 ÷ 12,5)V subtensiune
Condiţiile optime de funcţionare recomandate de către producător:
- VCC = (0 ~ 800)V
- VD = (15 ± 1.5)V
- VCIN(on) = (0 ~ 0.8)V
- VCIN(off) = (4.0 ~ VD)V
- fPWM = (5 ~ 20) kHz, tdead ≥ 3 μs
- 8 -

Circuitul de bază
OC2
R12R11
Brake
Br
+15V(S2)
R13
R17
R16C23
C24
OC3
J15
R15
R19
C26
R20
C29
Vout
C27
R14
R18
R9
U1
threshold
Input
OUT
C
REF
RC
R10
+15V(S2)
+15V(S2)
+V(out)
+5V(S1)
masU
OC4
T4
R22
R21
+15V(S2)
RincREL
R2
C11
RL3
J11
TC1
C10C9C8C7
D5
C6
C17C18C16C15C14
CF1
C13
RL2
RDESC1 RDESC2
+V(in)
+5V(S1)
masI
+V(out)
+15V(S2)
+V(out)
-V
REL
R7
R6
D9
D7
C20
OC1
R3
D10
R5
R4
LF
R8
T3
J14
Y
+5V(S6)
N
LF
+5V(S1)
T1
C12
C2
D3
CI3
J4
C25
CI4
SIG1
D4
J2
C3
D8
J1
D11
C4
J5
GND
+5V(S2)
D6
+5V(S6)
C1
RV1
C5
C28
CI2
F1
J3
CI5
RL1
C21C22
T2
CI1
R1
C19
D1
D2-++15V(S5)
Y
-15V(S4)
+15V(S4)
LV
CRL1
+12V(S1)
-15V(S5)
N
+12V(S1)
+5V(S1)
+15V(S2)
+15V(S3)
-15V(S3)
GND
Aux
N
Rcom
VENT1
VENT2
VENT3
N
A
X
-+
-+
-
-
-
GND
Fig. I.10. Schema electrică a circuitului de bază.
- 9 -

Schema electrică a circuitului de bază este prezentată în figura I.10 şi are în componenţă sursa
de alimentare a circuitelor de comandă (drivere) şi a circuitelor de protecţie, filtrul circuitului de curent
continuu, traductor de curent şi tensiune.
Semnalul necesar reacţiei de tensiune se obţine de
obicei după tensiunea căii de curent continuu, iar semnalul
necesar reacţiei de curent se obţine după curentul de la
intrarea sau de la ieşirea invertorului. În cazul de faţă, se
preferă ca semnalul reacţiei de curent să se obţină din
curentul din circuitul intermediar de curent continuu,
deoarece acest curent nu mai trebuie redresat şi filtrat şi
este util pentru diagnosticarea şi protecţia rapidă a
invertorului în cazul unor defecte interne.
În regim de frânare, tensiunea la bornele capacităţii
de pe calea de curent continuu trebuie menţinută sub o
anumită valoare limită. La decelerări rapide, această
tensiune poate creşte peste limita admisă.
În figura I.11 este prezentat circuitul de bază
realizat.
Fig. I.11. Circuitul de bază – circuitul electronic realizat.
Circuitul de comandă
În acţionările electrice cu controlul în frecvenţă al vitezei motorului asincron sunt utilizate
diferite scheme de reglare în funcţie de performanţele dinamice impuse sistemului de reglare şi de tipul
convertorului de frecvenţă utilizat. La sistemul realizat, s-a adoptat o schemă de reglare cu reacţie
externă de viteză şi reacţii interne după mărimile tensiune şi curent.
Utilizarea microcontrolerelor, asigură un control complet asupra sistemului de acţionare în
ansamblu prin realizarea unui număr mare de funcţii cum sunt:
- reglare;
- protecţie;
- comanda invertorului PWM;
- diagnosticare;
- adaptarea legilor de reglare la tipul sarcinii;
- interfaţarea pentru comunicaţiile cu operatorul local şi cu sistemele de conducere, etc.
În figura I.12 este prezentată schema electrică a circuitului de bază şi în figura I.13 circuitul
electronic realizat.
- 10 -

J9
J10
J7
J8
GND
Ui
+Ua
<
START
>
STOP
COM
J18
J17
J16
J19
-15V(S5)
+15V(S5)
+15V(S4)
-15V(S4)
+15V(S3)
-15V(S3)
+15V(S2)
Br
-15V(S2)
DA2A
AL
R14
DA2B
AL
T3T1
R13
T4
DA1B
AL
R12
DA1A
AL
T2
R11
SA
SB
SC
SD
SE
SF
SG
SPZ
SA
SB
SC
SD
SE
SF
SG
SPZSPZ
SG
SF
SE
SD
SC
SB
SASA
SB
SC
SD
SE
SF
SG
SPZ
D3D1D0D2
C15C16
+5V(S1)
VDDPICVDDVCC
VSS
GND
U4B
D
CLK
Q
VCC
C14
C13
+
U6
C1+
C1-
T2INT2OUT
R2INR2OUT
C2+
C2-
V+
V-
GND
VDD232
C11
+
C12 +
C10
+
-10V
TX232TX
RX232RXVCC
INTERFATARS232
R20
R15
C8
R21
R17
JP1
R16
C6
R18
U5
OSC1/CLKIN
OSC2/CLKOUT
RA5/AN4/SS
RB0/INT
RB1
RB2
RB3/PGM
RB4
RB5
RB6
RB7
RC0/T1OSO/T1CKI
RC1/T1OSI/CCP2
RC2/CCP1
RC3/SCK/SCL
RC4/SDI/SDA
RC5/SDO
RC6/TX/CK
RC7/RX/DT
RD0/PSP0
RD1/PSP1
RD2/PSP2
RD3/PSP3
RD4/PSP4
RD5/PSP5
RD6/PSP6
RD7/PSP7
RA4/T0CKI
RA3/AN3/VREF
RA2/AN2
RA1/AN1
RA0/AN0
MCLR/VPP
RE0//AN5RD
RE1//AN6WR
RE2//AN7CS
VDDPIC
VDDPIC
VSS
VSS
R22
R19
R9
Y1
R10
C9
C7
FAULT
Um
Rinc
BRAKE
CRL1
AD7
AD6
AD5
AD3
AD2
AD1
SPZ
SA
SB
SC
SD
SE
SG
SF
RX232
TX232
RESET
Ucom
Im
CLOCK
AD4
AD0
RESET
D3
D1
D0
LF
D2RST
/WR
ALE
LVVDD
VDD
VDDPICVSS
TEST3TEST6
U4A
D
CLK
Q
TEST8
U1
J3
TEST7
TEST5
TEST4
C2
TEST2
/CS
FAULT
+5V(S1)
AD3
AD4
AD5
AD6
AD7
AD2
AD1
CLOCK
AD0
/WR
RST
ALE
/RD
VDD
VSS
VDD
VCC
YT
BB
GND
RT
YB
RB
BT
GENERATORPWM
R26
C19
R36
R31
R29
K6
JOG
R25
C20
K4
STOPR32
R27
R34
K2
START
C21
R30
C17
ISO1
R38
R28
R33
C22
K5
PROG
R23
C18
R37
K3
<
R24
R35
K1
>
TST1
TST2
TST0
TST3
NCOM
>
START
STOP
<
TST2TST3TST5TST4AD4TST1TST0AD2AD3AD5AD1
+5V(S6)
AD0
VDD
D6
R7
R5
PAD1
CC
U2B
-
+
C4
+12V(S1)
Im
masI
R3
C1
J1
D1
C5
R4D2
C3
R2
U2A-
+
R8
R1
TEST1+Ua
Ui
0-5V
0-10V
Ucom
+12V(S1)
+12V(S1)
Fig. I.12. Schema electrică a circuitului de comandă.
- 11 -

Fig. I.13. Circuitul de comandă – circuitul electronic realizat.
Acest sistem de dezvoltare este realizat pe baza microcontrolerului PIC16F877, dezvoltat în
tehnologie CMOS de firma americană Microchip. Este astfel conceput încât permite dezvoltarea
rapidă a aplicaţiilor în domenii diverse, de la industriile auto şi aplicaţiile de control casnice la instru-
mentele industriale, senzori la distanţă, mânere electrice de uşi şi dispozitivele de securitate.
Traductorul LEM, reprezintă o alternativă flexibilă a şuntului de curent sau a transformatorului
în scopul măsurării curenţilor alternativi sau continui. Traductoare de curent seria LTS sunt traductoare
unipolare în buclă închisă, ce se bazează pe efectul Hall. Printre avantajele utilizării acestor tipuri de
traductoare se pot enumera: ieşirea este o tensiune, se pot efectua 3 măsurări diferite prin utilizarea
diferiţilor pini, formatul este compact, astfel încât se poate monta pe circuit imprimat, oferă o bună
precizie şi liniaritate, variaţie foarte mică cu temperatura.
LEM este un traductor de tensiune cu montare pe cablaj imprimat. Dispozitivul, a cărei
funcţionare se bazează pe efectul Hall, este protejat într-o carcasă de plastic anti-flacără, ce oferă şi
- 12 -

izolare galvanică între circuitul primar şi cel secundar. Traductorul este ideal pentru măsurarea
tensiunilor din circuitele de c.a. şi c.c. cu impulsuri.
Comunicaţia între microcontroler şi calculator se realizează prin blocul „Interfaţă serială”
(SCI). Când nu este disponibil, poate fi creat în software.
Controlul mărimilor se realizează prin interfaţarea plăcii cu calculatorul, situaţie care este des
întâlnită în aplicaţiile de laborator sau în aplicaţiile care necesită achiziţionarea datelor mărimilor sau
prin interfaţare cu alte periferice de exemplu tastatură şi afişor frecvent întânită în aplicaţiile
industriale.
Printre caracteristicile circuitului de
comandă prezentat în figura I.2.8. menţionăm:
- conectare directă la placa de forţă;
- protecţie instantanee la supracurent;
- protecţie instantanee la supratemperatură;
- protecţie la dispariţia a cel puţin unei faze
de alimentare a convertorului;
- protecţie la apariţia semnalului de avarie
transmis de către modulul inteligent de putere;
- interfaţare cu portul serial al
calculatorului.
Asamblare circuite electronice
Circuitele electronice realizate, au fost
asamblate în jurul unui radiator profilat rezultând
astfel, o structură compactă a convertorului static
de putere. În figura I.14 este prezentată schema
conexiunilor interne necesară asamblării
convertorului iar în figura I.15, se prezintă
modelul experimental, a convertorului static de
frecvenţă, fără şi cu carcasă.
Placa modul
Punte redresoare trifazată
J5
Y
J9
v
J15
RF
J3 J18
J18
T
J10
w
J4
N
J4 J19
J2
Rcom
J13
V-
Placa cleme
J1
J3
Aux
Plac de comandă ă
J14
P
J17
S
J16J2
J7
u
J12
V+
J17
J16
R
w
u
P
Modulinteligentdeputere
J28
V+(in)
V-
V+(out)
La placa de bază
PN
N
v
R S T
Cf
B
Fig. I.14. Asamblare circuite electronice CSF.
Pentru a reduce dimensiunile convertorului s-a adoptat soluţia micşorării radiatorului. Acestă
soluţie a impus ventilarea forţată a circuitelor de forţă prin folosirea unui ventilator montat pe carcasă
(figura I.15).
După cum se poate observa în figura I.15, la proiectarea carcasei, s-a ţinut cont de accesul uşor
la şirul de cleme atât pe partea de forţă cât şi pe partea de comandă.
- 13 -

Fig. I.14. Model experimental CSF Fig. I.15. Model experimental CSF
fără carcasă. cu carcasă.
Controlul şi programarea CSF
Pentru diagnosticarea defectului apărut în timpul funcţionării întregului sistem de acţionare,
convertorul de frecvenţă afişează coduri corespunzătoare defectelor.
Semnificaţia codurilor afişate în cazul funcţionării convertorului într-un regim necorespunzător,
este prezentată în tabelul 1.
Tabelul 1.
Afişare
convertor
Semnificaţia afişării
Funcţionarea protecţiilor modulului inteligent (supracurent,
supratemperatură, subtensiune, scurtcircuit).
Funcţionarea protecţiei supratensiune.
Funcţionarea protecţiei lipsă fază alimentare convertor.
Funcţionarea protecţiei supracurent. (protecţia este externă şi la un
prag de acţionare mai jos decât protecţia internă modului inteligent de putere).
Funcţionarea protecţiei lipsă ventilator (semnalizarea alternează cu
mărimea afişată până la apariţia defectului).
- 14 -

START
intrare n mod
programare
î
alegerea modului
de comandă
analogic tastatură
programare
pantă pornire
programare
pantă oprire
programare
frecvenţă
programare
pantă pornire
programare
pantă oprire
programare
sens de rotaţie
motor
programare
mărime afişată
STOP
STOP
Valoarea afi at reprezint timpul pân când
frecven a ajunge la 100 Hz
Panta = 100Hz / 15s = 6,66 Hz / s
ş ă ă ă
ţ
- direct;
- invers
Frecvenţa poate fi programată în limitele
(0 ... 100 Hz)
Poate fi vizualizat
frecven ,
- tura ie,
- curent,
- tensiune.
ă una din mărimile:
- ţă
ţ
Valoarea afi at reprezint timpul pân când
frecven a ajunge la 0 Hz de la 100 Hz.
ş ă ă ă
ţ
Ieşire din mod programare.
Organigrama de programare
este prezentată în figura I.16.
Fig. I.16. Organigramă de programare CSF.
În figura I.17 şi tabelul 2, sunt
prezentate dimensiunile de gabarit ale
modelului experimental, CSF 4.0 [KW].
Tabelul 2
ELVAR 7.5
L1 300 mm
L2 190 mm
l1 230 mm
l2 209 mm
h 155 mm
R 6,5 mm
r 3 mm
Fig. I.17. Dimensiunile de gabarit.
- 15 -

Convertorul static de frecvenţă

Recommandé

Recommandé

Contenu connexe

Tendances

Tendances (20)

En vedette

En vedette (7)

Similaire à Convertorul static de frecvenţă

Similaire à Convertorul static de frecvenţă (20)

Convertorul static de frecvenţă