3. INDICE
1.- Introducción
2.- Principio de Funcionamiento
3.- Estados del Tiristor
3.1.- Estado de Bloqueo
3.2.- Encendido
3.3.- Estado de Conducción
3.4.- Apagado
4.- Curvas características y datos de manuales
4.1.- Estado de bloqueo directo
4.2.- Estado de conducción
4.3.- Estado de bloqueo inverso
4.4.- Condiciones de Encendido
5.- Control de Potencia
5.1.- Regulación de Potencia de Corriente Alterna por control de fase
5.2.- Regulación de Potencia de Corriente Alterna por conmutación en fase cero
6.- El tiristor durante la conmutación - Características dinámicas
6.1.- Tiempos de encendido
6.2.- Tiempos de apagado
7.- Disipación de Potencia
7.1 Potencia disipada durante la conmutación
7.2 Potencia disipada en régimen estacionario
8.- Límite de frecuencia
9.- Características de Control
9.1.- Disparo con C.C.
9.2.- Disparo con C.A
9.3.- Disparo por impulso único o tren de impulsos, o de ondas de alta frecuencia.
10.- TRIACS
10.1.- Introducción.
10.2.- Características del TRIAC
11.- GTO
11.1.- Introducción
11.2.- Estructura
11.3.- Principio de funcionamiento
11.4.- GTO Requerimientos de disparo por Gate
11.5.- GTO: Parametros caracteristicos
Revisión 2011
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5. 1.- Introducción
Los tiristores constituyen una familia de dispositivos que pueden tomar diferentes nombres y
características, pero donde todos los elementos que la componen se basan en el mismo
principio de funcionamiento. Constructivamente son dispositivos de 4 capas
semiconductoras N-P-N-P y cuya principal diferencia con otros dispositivos de potencia es
que presentan un comportamiento biestable. Su construcción se debe en su origen a
General Electric en 1957 y la comercialización general comienza hacia 1960.
Los tiristores pueden tener 2, 3 o 4 terminales, y ser de conducción unilateral (un solo
sentido) o bilateral (en ambos sentidos). Ante una señal adecuada pasan de un estado de
bloqueo al de conducción, debido a un efecto de realimentación positiva. El pasaje inverso,
de conducción a bloqueo se produce por la disminución de la corriente principal por debajo
de un umbral. Funcionan como llaves, presentando dos estados posibles de funcionamiento:
No conducción (abierto)
Conducción (cerrado)
La estructura base común consiste en múltiples capas P y N alternadas, pudiendo presentar
algunas variaciones en los distintos miembros de la familia, particularizando su
funcionamiento. La carga es aplicada sobre las múltiples junturas y la corriente de disparo
es inyectada en una de ellas.
Los tiristores pueden tomar muchas formas y nombres, pero tienen en común que todos
ellos son llaves de estado sólido capaces de bloquear tensiones directas e inversas hasta el
momento que son disparados. Al dispararlos se convierten en dispositivos de baja
impedancia, conduciendo la corriente que fije el circuito exterior, permaneciendo
indefinidamente en conducción mientras la corriente no disminuya por debajo de un cierto
valor. Una vez disparado y establecida la corriente principal, la corriente de disparo puede
ser removida sin alterar el estado de conducción del tiristor. Análogamente una vez
recuperada la capacidad de bloqueo, ésta se mantiene sin otro requisito hasta la ocurrencia
de un nuevo disparo.
Estas características transforman al tiristor en un elemento muy útil en aplicaciones de
control. Comparado con llaves mecánicas, el tiristor tiene un elevado ciclo de servicio junto
con relativamente muy bajos tiempos de encendido y apagado. Por ser dispositivos cuyo
funcionamiento se basa en dos tipos de portadores, participan de las excelentes
características de conducción, pero cono tiempos de conmutación considerables. Debido a
su acción regenerativa, y baja resistencia una vez disparado, los tiristores son muy utilizados
en aplicaciones de control de potencia, control de motores e inversores que impliquen muy
elevadas corrientes y tensiones (miles de amperes y voltios) pero a frecuencias bajas.
Los dispositivos más conocidos de la familia de los tiristores para aplicaciones de potencia
son:
SRC (Silicon Controled Rectifiers)
TRIACS
GTO (Gate Turn Off)
Los primeros son unidireccionales diseñados para conmutar cargas con corrientes en un
solo sentido, cubriendo desde aplicaciones de muy baja potencia hasta las que requieren el
control de miles de voltios y amperes. Los TRIACS en cambio, son bidireccionales y
permiten la circulación de corriente en ambas direcciones para aplicaciones de baja
potencia. Finalmente, los GTO (Gate Turn Off) al igual que los SCR son dispositivos de
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6. conducción unidireccional pero con la particularidad de poder ser apagados mediante una
señal de compuerta. Su uso se encuentra en aplicaciones de muy elevada potencia
En particular, el SCR (Silicon Controlled Rectifier), si bien es solo uno de los miembros de la
familia de los tiristores es el mas caracterizado, por lo que se ha vuelto una costumbre
generalizada denominarlos por el nombre de la familia. En consecuencia, por lo general, al
utilizarse el término tiristor, en realidad se suele hacer referencia a los SCR, y se los conoce
inclusive así en el comercio, si bien en los manuales se lo ubica correctamente con el
nombre de SCR.
Los tiristores son elementos constructivamente robustos, y al igual que en todo dispositivo
de potencia, en su utilización no deben ser superados los valores máximos permitidos por el
fabricante. Sin embargo, además de las consideraciones habituales, en los tiristores deben
tenerse en cuenta consideraciones particulares al estar destinados a ser usados
exclusivamente como llaves. Existen dos parámetros característicos de los tiristores que
deben considerarse al momento de su aplicación, y que no pueden ser excedidos, sin
afectar la duración de su vida útil o directamente destruirlos. Estos parámetros
característicos de los tiristores son la velocidad de crecimiento de la tensión en condiciones
de bloqueo (dv/dt) y el crecimiento de la corriente principal en el momento del encendido
(di/dt).
Para el encendido de los tiristores, debe proveerse un pulso de disparo de la energía y
rapidez suficiente para lograr su rápida y completa puesta en conducción. En forma general,
la corriente de encendido debe ser al menos superior a tres veces la mínima especificada
con un pulso de tiempo de crecimiento menor a 1 microsegundo y duración superior a los 10
microsegundos.
Para su apagado, salvo los GTO que pueden ser llevados del estado de conducción a corte
mediante la inyección de una corriente negativa de compuerta, todos los restantes
dispositivos de la familia solo se apagan mediante la disminución del su corriente por debajo
del valor de mantenimiento.
La excitación puede provenir de distintos circuitos incluyendo circuitos a transistores,
circuitos integrados de familias lógicas, circuitos integrados específicos de control de
potencia, optoacopladores, transformadores de pulsos, u otros miembros de la familia de
tiristores destinados a su disparo tales como:
Diac
PUT
SBS
Además de los mencionados, otro elemento de encendido de uso habitual es el Transistor
Unijuntura, conocido por las siglas UJT de su denominación inglesa, Unijunction Transistor.
Dada que su constitución y funcionamiento no se corresponden a la familia de los
transistores, el UJT debe tratarse aparte, por fuera de la familia.
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7. 2.- Principio de Funcionamiento
La estructura física base de los miembros de la familia de los tiristores está formada por
cuatro capas de semiconductores P y N como se ilustra en la Figura 2.1, figura donde
también se ha incluido el símbolo del SCR por ser el dispositivo mas representativo de la
famila..
A - Anodo
A
P2
J3
N2
J2
P1
G-
Compuerta J1
N1 G
K
K - Cátodo
Figura 2.1
Un tiristor, o con mayor precisión, un SCR puede conducir solo cuando su ánodo es positivo
respecto al cátodo. Para pasar de la condición de corte a la de conducción, se requiere
aplicar un pulso positivo de energía suficiente en el terminal de compuerta. Mientras no se
produzca el disparo, el SCR permanece en condiciones de bloqueo, tanto con tensiones
ánodo - cátodo positivas como negativas. Con el ánodo positivo respecto al cátodo, el SCR,
si bien se encuentra habilitado a cambiar de estado, no conduce y la tensión aplicada es
soportada por la juntura J2. Cuando el ánodo es negativo respecto del cátodo, el SCR se
encuentra en una condición inherente de no conducción y se mantiene así aún excitándolo.
La tensión inversa es soportada por las junturas J3 y J1; sin embargo, la tensión de
avalancha de J1 es pequeña y consecuentemente es J3 quien soporta la tensión aplicada y
limita la corriente inversa de fuga.
Para explicar el funcionamiento del SCR, se recurre a analizar un “símil” resultante de
desdoblar a las cuatro junturas de la figura 2.1 en dos transistores interconectados entre si,
en configuración de par complementario, y presentando en consecuencia una
realimentación positiva. Este modelo, representado en la figura 2.2, tiene validez con el SCR
bloqueado (antes del disparo) y en el momento del encendido; no vale cuando el SCR se
encuentra conduciendo.
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8. A Ia
A
P2
Ib2
N2 Q2 Gn
N2
Ic1
G P1 Gp Ic2 Ign
P1
Q1
N1 Igp
Ib1
K
K
Ik
(a) (b)
Figura 2.2
Sin excitación, con IGP = IGN = 0, planteando las ecuaciones de los transistores Q1 y Q2:
I C1 = α1 I A + ICO1
I C 2 = α 2 I A + I CO2
I A = I K = I C1 + I C 2
I A = I K = α1 I A + α 2 I A + ICO1 + I CO2
La suma ICO1+ I CO 2 es en realidad una sola corriente de saturación inversa ICX que tiene
lugar en la juntura central J2.
Reemplazando y despejando IA se obtiene:
1CX
IA =
1 − (α1 + α 2 )
En estado de bloqueo, el valor de alfa de un transistor es mucho menor que la unidad, en
consecuencia (α1 + α 2 ) << 1 y en consecuencia, la corriente directa por el tiristor, IA no es
más que una corriente inversa de saturación.
Para que se establezca el estado de conducción, (α1 + α 2 ) 1 y entonces IA infinito y
solamente es limitada por la carga en serie con el SCR.
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9. De igual manera, en términos de la ganancia β se obtiene:
I C1 = β1 I B1 + I CO1 = β1 ( I C 2 + I CO1 ) + I CO1
I C 2 = β 2 I B 2 + I CO 2 = β 2 ( I C1 + I CO 2 ) + I CO1
I A = I C1 + I C 2
Reemplazando se obtiene:
(1 + β1 ) (1 + β 2 ) ( I CO1 + I CO 2 )
IA =
1 − β1 β 2
En la ecuación anterior si se toma en cuenta que:
α 1
β= y 1+ β = reemplazando se obtiene la ecuación anterior.
1−α 1−α
En estado de bloqueo, β<<1 (zona de corte de un transistor de silicio) y en conducción,
durante la excitación del tiristor, β es un número mayor que la unidad, pero ya con β1 β2 1
el tiristor conduce con IA infinito. Ambas ecuaciones demuestran que el tiristor se puede
encontrar en uno de sus dos estados posibles y que para pasar del estado de corte al de
conducción, se debe alcanzar la condición de ganancia igual a uno.
Si ahora se supone que ambas compuertas se encuentran excitadas, es decir con
circulación de corrientes:
I B 2 = I C1 + I GN
I BJ = I C 2 + I GP
I C1 = α1 I K + LCO1
I C 2 = α 2 I A + I CO2
I A ≠ IK ya que es I A + I GP = I K + I GN
I B1 = I K (1 − α1 ) − I CO1
Igualmente:
I B 2 = I A (1 − α 2 ) − I CO 2
I C1 + IGN = I A (1 − α 2 ) − I CO 2
reemplazando IC1:
α 1 I K + I CO1 + I GN = I A (1 - α 2 ) - I CO2
Despejando IK y reemplazando:
α 1 ( I A + I GP − I GN ) + I CO1 + I GN = I A (1 - α 2 ) - I CO2
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10. de donde:
(1 − α 1 )I GN + α 1 I GP + I CO1+ I CO2
IA =
1 − (α 1 + α 2 )
La ecuación anterior, cuando no hay excitación de compuerta queda reducida a la ecuación
ya deducida cuando esta corriente es nula. La circulación de estas corrientes produce el
inicio de la conducción realimentada positivamente, que al alcanzar una ganancia igual a
uno, lleva al tiristor a la condición de conducción, aunque desaparezca el pulso inicial.
Un pulso en GP constituye el método más efectivo de encendido, mientras que un pulso en
GN necesita de mayor energía para encender al tiristor, debiendo aplicarse un pulso negativo
entre dicha puerta y ánodo. Normalmente solo se dispone de acceso a la compuerta
vinculada con la capa P1, a excepción de los dispositivos PUT (Programmable Unijuntion
Thiristors) que utilizan la compuerta GN.
Cabe aclarar, que si bien la inyección de portadores en la juntura J1 mediante una corriente
positiva en el terminal de compuerta es la forma adecuada de producir el cambio de estado
del tiristor, toda otra circunstancia que produzca un aumento de la corriente Icx o de alfa
hasta alcanzar la condición de ganancia igual a la unidad, puede también producir la
conmutación del tiristor. Estas otras formas, que se analizan posteriormente, son por lo
general destructivas y no deben ser utilizadas como procedimiento de encendido, salvo sea
explícitamente admitido por el fabricante.
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11. 3.- Estados del tiristor.
Un tiristor puede encontrarse en uno de los siguientes estados:
Bloqueado con polarización inversa
Bloqueado con polarización directa.
Conducción.
Se analizan a continuación cada uno de estos estados y sus conmutaciones.
3.1.- Estado de Bloqueo
Los tiristores permanecen indefinidamente en la condición de bloqueo, a menos que se les
suministre la adecuada energía al terminal de compuerta, estando el tiristor bloqueado con
polarización directa. Excitar a un tiristor con polarización inversa no produce ningún cambio
de estado, con excepción de los TRIACS, donde pulsos de cualquier polaridad pueden
producir el pasaje del estado de conducción al de corte sin importar la polaridad de la
tensión bloqueada.
3.2.- Encendido
Cabe destacar que en los tiristores, el pasaje de corte a conducción, es irreversible por su
naturaleza de proceso de realimentación positiva. En ambientes eléctricos ruidosos, por la
presencia de interferencias electromagnéticas o debido a las capacidades parásitas
existentes en toda juntura inversamente polarizada, puede producirse la suficiente energía
para dar origen a disparos indeseados. Los cambios de estado debidos a estos disparos
indeseados, generalmente producidos por perturbaciones transitorias, producen el cambio
permanente del estado del tiristor. Cambio de estado, que al producirse en un momento no
deseado puede provocar el malfuncionamiento o fallas totales en el circuito donde se
encuentra inserto el tiristor. Para ello siempre deben tomarse todas las precauciones
necesarias para evitarlos. Deben preverse condiciones de montaje tales como mantener los
terminales de compuerta muy cortos y tomar el retorno común directamente del cátodo. Es
de práctica colocar capacidades del orden de los 0,01 a 0,1 uF entre los terminales de
compuerta y cátodo. Este capacitor adicionalmente aumenta la capacidad de soportar dv/dt
al formar un divisor capacitivo con la capacidad ánodo compuerta. En casos extremos debe
considerarse la posibilidad de realizar un blindaje
Para que un tiristor pase del estado de bloqueo al de conducción, debe estar polarizado
directamente y ser excitado adecuadamente. Según lo visto en el punto anterior, para que
un tiristor conduzca debe satisfacerse α1 + α2 --> 1. Como en un transistor de silicio, su
ganancia de corriente α crece con el aumento de la corriente IE., esta condición puede
producirse debido a diversas causas, siendo las más usuales las que se enumeran a
continuación.
Por efecto transistor: es el método de uso normal para provocar la conducción de los
tiristores. En la compuerta del tiristor (base GP del modelo de dos transistores) se
inyectan portadores suplementarios a través de una señal adecuada, provocando el
fenómeno de cebado o encendido del tiristor.
Por efecto fotoeléctrico: la luz puede cebar al tiristor al crear pares electrón-hueco.
En este caso el tiristor tiene una ventana que deja pasar los rayos de luz en la región
de la puerta. Es un Fototiristor.
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12. Ambos métodos mencionados son los utilizados normalmente y el cambio de estado en el
tiristor se produce dentro de los límites de operación dados por los fabricantes,
garantizando su vida útil. Sin embargo, existen otras causas que pueden provocar el
disparo del tiristor. A continuación se enuncian las que pueden producir el disparo, pero
provocando generalmente un daño parcial o permanente en el dispositivo, exceptuando
aquellos casos que sea un método permitido para algún miembro en particular de la familia
de los tiristores.
Por Tensión: Cuando aumenta la tensión ánodo-cátodo llega un momento en que la
corriente de pérdida (corriente inversa de saturación IOX) toma un valor suficiente
para producir la avalancha, estableciéndose la conducción del tiristor.
El disparo de un tiristor por superar su tensión de ruptura puede producir una elevada
disipación instantánea de potencia de distribución no uniforme en el área del
semiconductor. Esta disipación de potencia produce una elevación excesiva de la
temperatura que puede destruir al tiristor. En operación normal los tiristores no deben ser
encendidos por este método. En aquellos miembros de la familia preparados para este
uso como los Diacs, se debe controlar el valor máximo de di/dt soportado
Por derivada de tensión: Toda juntura tiene una capacidad asociada; en
consecuencia, si la tensión que se aplica entre ánodo y cátodo es de crecimiento
brusco, la corriente a través de esta capacitor es: i=C dv /dt.
Si esta corriente es suficientemente elevada, provoca la conducción del tiristor sin señal
de compuerta.
Un tiristor puede tener un disparo no deseado si estando bloqueado con polarización
directa, el circuito en el cual opera lo somete a una variación rápida en su tensión
positiva ánodo cátodo. Como las formas de las tensiones a las cuales se encuentran
sometidos los dispositivos son una responsabilidad del diseñador de la aplicación,
siempre debe verificarse que nunca se supere la dv/dt dada por el fabricante. El valor de
este parámetro no es un máximo absoluto sino que depende de la temperatura y de la
tensión directa aplicada. Por ej un mismo tiristor que debe bloquear una tensión directa
de 500 V presenta una dv/dt de 50 V/nseg, mientras que si opera a 300 V, el valor de
dv/dt se duplica.
Para proteger a los tiristores ante disparos espurios por esta causa, circuitos
denominados “snubbers” deben ser utilizados. Consisten en circuitos RC o RCD que
limitan la velocidad de variación de la tensión ánodo cátodo. Estos mismos circuitos que
protegen ante dv/dt suelen ser útiles para proteger ante transitorios. También pueden
incluirse circuitos limitadores basados en zeners. En aquellas aplicaciones donde se
esperen transitorios deben elegirse dispositivos de tensión de ruptura y dv/dt adecuados
para soportarlos.
Por temperatura: La corriente inversa de saturación de una
juntura, aproximadamente se duplica cada 10º C de aumento de su temperatura.
Cuando esta corriente alcanza un cierto valor, se establece la conducción del tiristor.
Adicionalmente, la operación a temperaturas elevadas reduce la habilidad del tiristor de
soportar elevadas dv/dt debido al aumento de la sensibilidad de disparo.
12
13. 3.3.- Estado de Conducción
El tiristor es un dispositivo de control de tensión y no de corriente. Una vez en conducción, la
magnitud de corriente a circular por el mismo la fija el circuito exterior.
Para que una vez encendido el tiristor se mantenga en el estado de conducción al eliminarse
la corriente de disparo de compuerta, se requiere que la corriente principal sea lo
suficientemente elevada. El menor valor de corriente de ánodo que debe establecerse antes
de eliminar la corriente de compuerta se denomina corriente de cerrojo o de latch. Mantener
el valor de la corriente ánodo por encima de este valor es el único requerimiento para que el
tiristor permanezca conduciendo una vez retirada la corriente de compuerta.
3.4.- Apagado
La única forma de apagar a cualquier tiristor, con excepción de los GTO, es reducir la
corriente de ánodo por debajo del valor de la corriente de mantenimiento o de hold. Por
debajo de esta corriente se produce una realimentación positiva que lleva a ambos
transistores al corte. Debe recordarse que el modelo es solo válido para el tiristor apagado y
en el momento del encendido o corte.
Del modelo parecería que cortocircuitar a la compuerta sería suficiente para iniciar este
proceso, pero en la estructura real de un SCR el área de compuerta es solo una porción del
área de cátodo y solo una muy pequeña porción de la corriente es derivada por este corto.
Solo mediante una reducción de la corriente principal por debajo de la mencionada corriente
de mantenimiento se asegura el comienzo de la acción regenerativa que lleva a ambos
transistores del modelo al corte.
Tanto la corriente de mantenimiento o de hold, como la antes mencionada corriente de
cerrojo o de latch, no son tampoco valores absolutos de los miembros de la familia de los
tiristores, sino que se encuentran afectadas por la temperatura y por la impedancia de
compuerta. Tensiones inversas de compuerta también incrementan marcadamente los
valores de ambas corrientes. Por el contrario valores positivos reducen estos valores frente
a los suministrados en las hojas de datos ya que los mismos se dan generalmente para el
terminal de compuerta abierto
Adicionalmente, en el proceso de fabricación de tiristores reales, se utiliza un diseño
denominado “shorted emitter”, donde una resistencia es agregada entre las zonas de
compuerta y de cátodo. La presencia de esta resistencia, al derivar corriente de la
compuerta, produce un incremento en la corriente necesaria para producir el disparo, así
como de la corriente de latch y de la de mantenimiento. La principal razón para incluir esta
resistencia es mejorar la performance dinámica a altas temperaturas. Sin esta resistencia de
shunt la corriente de pérdidas presente en la mayoría de los tiristores de alta corriente
iniciaría por si solo el encendido a altas temperaturas.
Tiristores de alta sensibilidad emplean un valor elevado de resistencia derivadora o bien no
la incluyen. En consecuencia sus características se ven radicalmente alteradas por la
presencia de resistencias exteriores. En cambio en tiristores del tipo “shorted emitter” la
presencia de una resistencia exterior prácticamente no tiene efecto.
La temperatura de las junturas es el factor que mas afecta las características de los
tiristores. Temperaturas elevadas facilitan su disparo y el mantenimiento de la conducción.
En consecuencia en el diseño de los circuitos de disparo debe preverse su correcto
funcionamiento a la menor temperatura de operación, mientras que los circuitos
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14. relacionados al apagado o a prevenir falsos disparos deben diseñarse para su correcto
funcionamiento a la mayor temperatura esperable.
Las especificaciones de los tiristores están dadas generalmente a una temperatura de
cápsula determinada y con condiciones de operación eléctricas donde la disipación es lo
suficientemente baja como para asegurar que la temperatura de juntura no difiere
significativamente de la de la cápsula. Es responsabilidad del diseñador considerar los
cambios en las características causadas por una operación distinta de la especificada en las
características.
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15. 4.- Curvas características y datos de manuales
En la figura 4.1 se representa la curva característica de un tiristor (SCR) en la que se
aprecia la polarización directa e inversa de la tensión ánodo-cátodo VAK, con sus cuatro
regiones respectivas. Para el primer cuadrante se han incluido dos gráficas, las
correspondientes a una baja corriente de gate y a corriente nula. En estado de conducción
directa, la característica se asemeja a una resistencia de bajo valor, mientras que con
polarización inversa, una eventual conducción daría lugar a la destrucción del tiristor en la
región de avalancha por tensión excesiva.
Caída directa
(Conducción)
Característica Tensión de ruptura
de conducción directa sin corriente
Tensión de gate
de ruptura
Inversa Característica
de bloqueo
Corriente directo
Inversa IH
IL
Característica Corriente de pérdidas en
de bloqueo Tensión de ruptura bloqueo directo
inverso directa con baja
corriente de gate
Figura 4.1
Se incluyen a continuación los parámetros mas significativos, respetando los subíndices:
F: (Forward) Directo
R: (Reverse) Inverso
En todos los casos, para asegurar su vida útil y una correcta operación, es indispensable no
superar los valores máximos suministrados por el fabricante.
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16. 4.1.- Estado de bloqueo directo
V(BO): Tensión a la cual el tiristor pasa del estado de corte al de conducción para un valor
dado de la corriente de gate.
V(BO)0: Tensión a la cual se el tiristor pasa del estado de corte al de conducción para
corriente de gate nula.
VD(DC): Tensión de continua directa permitida al tiristor en el estado de bloqueo directo.
VDRM; Máxima tensión de pico repetitivo en condición de bloqueo directo para 50Hz senoidal
VDSM; Máxima tensión de pico no repetitivo en condición de bloqueo directo para 50Hz
senoidal
IDRM; Corriente de pérdidas a VDRM en condición de bloqueo directo (corriente de pérdida
directa)
4.2.- Estado de conducción
VF (AV): Valor medio de la tensión (caída de tensión en bornes del tiristor) en conducción
durante un semiciclo, e integrada en el ciclo completo. Se considera carga resistiva y un
ángulo de conducción de 180º.
IF; IFAV; IFRMS; Corrientes directas en el estado de conducción
IF; valor instantáneo
IFAV; valor medio
IFRMS; valor eficaz
IFAVM; Máxima corriente directa media en el estado de conducción, correspondiente una
tensión senoidal de media onda con una carga resistiva, a una determinada temperatura de
cápsula Tc y una frecuencia entre 40 y 60 Hz.
IFRMSM; Máxima corriente directa eficaz en el estado de conducción.
IFSM: Máxima corriente no repetitiva que puede soportar en un semiciclo de conducción
(sobrecorriente de cortocircuito durante 10 ms)
I2t;: Es una medida de la sobrecorriente en valor eficaz (no repetitiva) durante un semiciclo
(se utiliza para el cálculo de fusibles); su unidad es A2 seg.
4.3.- Estado de bloqueo inverso
VRRM; Tensión inversa máxima (de pico) inversa que puede soportar el tiristor en forma
repetitiva para 50Hz senoidal
VRSM: Tensión inversa máxima (de pico) inversa que puede soportar el tiristor, no repetitiva
para 50Hz senoidal
VRBO(DC): Tensión de continua inversa permitida al tiristor en el estado de bloqueo inverso.
IRRM; Valor de la corriente en el tiristor bloqueado con tensión inversa VRRM (corriente de
pérdida inversa)
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17. 4.4.- Condiciones de Encendido
VGT: Tensión contínua (D.C.) necesaria para que circule IGT.
VGR:Tensión máxima de pico inversa entre Gate y Cátodo.
IGT; Corriente continua (D.C.) necesaria en el gate del tiristor para que lo haga conducir.
iGF: Valor instantáneo de la corriente de gate directa. A este valor le corresponde una tensión
VGF.
IH; Corriente de mantenimiento. Es la corriente mínima que requiere el tiristor para
mantenerse en conducción. Por debajo de este valor se corta la conducción
IL; Corriente de enganche. Es la corriente mínima necesaria para que el tiristor entre en
conducción y la mantenga, sin cortarse después que desaparezca el pulso de gate. (IL>IH)
PG; Máximo valor instantáneo de potencia en el Gate.
PGAV: Máximo valor de potencia media que puede ser disipada en la compuerta sobre un
ciclo completo.
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18. 5.- Control de Potencia
5.1.- Regulación de Potencia de Corriente Alterna por control de fase
La forma más común de utilización de los SCR, o genéricamente de los tiristores, para
controlar la potencia entregada a una carga alimentada por CA es el control de fase.
En este modo de operación, el SCR se mantiene apagado durante una porción del semiciclo
positivo para luego llevarlo a conducción en el instante que el circuito de control satisfaga
una condición determinada. Una vez encendido, la totalidad de la tensión, menos la
pequeña caída directa sobre el tiristor, queda aplicada a la carga, circulando la corriente que
ésta fije.
Esta corriente permanece circulando mientras su valor no sea inferior al de la corriente de
mantenimiento. Se incluyen a continuación las gráficas de la tensión de alimentación,
tensión ánodo cátodo y corriente en el siguiente circuito.
Figura 5.1
Con un valor nulo de inductancia y resistencia de 10 ohms se obtienen las siguientes
gráficas, para tensión de línea y disparo a los 45°.
18
19. Puede observarse como con el tiristor bloqueado su tensión ánodo cátodo sigue a la tensión
de alimentación hasta alcanzar los 45° donde se lo dispara. A partir del disparo su caída
,
directa presenta el bajo valor propio de un tiristor en el estado de conducción. Al entrar en
conducción a partir del disparo a los 45° la gráfica de la corriente reproduce la de la tensión
,
de entrada, anulándose al alcanzar los 180° La corriente de ánodo toma un valor inferior al
.
de la corriente de mantenimiento y el tiristor se corta, recuperando su capacidad de bloqueo.
Asignando un valor de 10 mHy a la inductancia y manteniendo el valor de resistencia en 10
ohms, las gráficas de tensión y corriente se modifican como se reproduce en la figura
siguiente, siempre para tensión de línea y disparo a los 45°.
En estas nuevas gráficas se observa que debido a la acción de la inductancia, en el intervalo
de conducción, la forma de corriente no reproduce mas la forma de onda de la tensión de
alimentación. Presenta el característico inicio lento de una corriente inductiva, la que por
tender a atrasar a la tensión, se extingue pasados los 180° Se atrasa en consecuencia el
.
apagado del tiristor, el que se produce cuando la tensión de alimentación ya es negativa.
Puede observarse también, como la tensión ánodo cátodo del tiristor sigue a la tensión de
alimentación mientras se encuentra bloqueado, a partir que la corriente se anula pasados
los 180° hasta alcanzar los 45° del nuevo ciclo, donde se lo dispara nuevamente. Durante
todo el estado de conducción, a partir del disparo y hasta que la corriente se anula, su caída
es el típico bajo valor de la tensión tiristor en este estado.
Puede observarse también en las gráficas resultantes de la emulación del circuito de la
Figura 5.1 con carga RL, las clásicas oscilaciones en la tensión ánodo cátodo en el instante
de apagado.
Un circuito con un único tiristor permite controlar solo el semiciclo positivo. Para un control
sobre los dos semiciclos pueden utilizarse dos tiristores en configuración antiparalelo, con el
ánodo de uno de ellos conectado al cátodo del segundo y viceversa, tal como se indica en la
figura 5.2.
19
20. Figura 5.2
Los dos SCR puede ser reemplazados por un Triac, miembro bidireccional de la familia de
los tiristores, siempre que la aplicación se encuentre dentro del conjunto de valores de
tensión y corriente soportados por los Triacs.
5.2.- Regulación de Potencia de Corriente Alterna por conmutación en fase cero
Los inconvenientes del método del control de fase es la generación de interferencia
electromagnética (EMI – Electro-Magnetic Interference) y la generación de armónicos en la
línea de alimentación. Cada vez que el tiristor es disparado, la corriente en la carga pasa de
cero al valor que ésta fije en un tiempo muy breve. Esta elevada di/dt genera un ruido de
gran contenido armónico que interfiere con la operación de otros circuitos ubicados en las
cercanías o alimentados por la misma red, si no se utiliza un adecuado filtrado.
El método de control de conmutación en fase cero consiste en producir el disparo del tiristor
en el instante que la tensión senoidal de alimentación pasa por cero. De esta forma se
elimina la generación de EMI y la potencia transferida a la carga se controla mediante el
número de semiciclos enteros que es aplicada.
Para que este método sea efectivo, se requiere que el disparo se produzca en el cruce por
cero, ya que si para cargas del orden de unos pocos centenares de watios el dispositivo es
encendido con tensiones sobre la misma tan pequeñas como 10 volts, suficiente EMI puede
ser generado cancelando los beneficios de esta técnica.
20
21. 6.- El tiristor durante la conmutación - Características dinámicas
6.1.- Tiempos de encendido
Si a un tiristor con tensión ánodo cátodo positiva, se le aplica un pulso de excitación de
compuerta, la conducción no se establece en forma inmediata, sino que existe un retraso
dado por el tiempo de encendido TON. Este tiempo resulta de la composición de dos
períodos:
td: tiempo de retardo (Delay Time) o tiempo de precondicionamiento
tr: Tiempo de subida (Rise Time)
Siendo:
Ton = td + tr
Tiempo de retardo (td): Es el tiempo que transcurre desde que el flanco de ataque de la
corriente de puerta alcanza la mitad de su valor final (50 %) hasta que la corriente de
ánodo IA alcanza el 10% de su valor máximo, sobre una carga resistiva.
Tiempo de subida (tr): Es el tiempo necesario para que la corriente de ánodo IA pase del
10% al 90% de su valor máximo, sobre una carga resistiva. También puede definirse
estos tiempos td y tr tomando la evolución de la tensión VA aplicada al tiristor.
VG
VA
IA
td tr
Figura 6.1
21
22. El tiempo td es muy dependiente de la corriente de compuerta IGT y sobre todo del tiempo de
subida de esta corriente, siendo conveniente que IGT tenga su flanco de ataque lo más
vertical posible, y a su vez, tenga un valor alto de IG. Existe también una dependencia con la
tensión aplicada VA, pero para valores relativamente altos (del orden de los 200 V) el td no
es afectado por dicha tensión.
El tiempo tr también es dependiente de la amplitud de la señal aplicada a la compuerta; pero
además su valor es función de la tensión aplicada ánodo-cátodo y de la corriente de ánodo
que impone el circuito de carga.
6.2.- Tiempos de apagado
Para producir el pasaje del estado de conducción al de corte, se debe reducir la corriente
por debajo del valor de la corriente de mantenimiento IH. Sin embargo, una vez alcanzado
este valor, el tiristor no puede ser sometido nuevamente a una tensión directa hasta
después del tiempo tq o TOFF. Si se lo someta a una tensión directa antes de transcurrido
este tiempo, el tiristor no puede bloquear la tensión directa que se le aplica, y simplemente
entra nuevamente en conducción.
La figura indica un método de medición de este tiempo, donde inicialmente circula la
corriente directa IT, y la caída directa del tiristor es VT. Luego se reduce la corriente de ánodo
con una pendiente di/dt, apagando el tiristor. Este primero recupera la capacidad de soportar
tensiones inversas, bloqueando la tensión inversa VR, y luego, transcurrido tq, se somete al
tiristor a la tensión directa VDM, la que puede ser bloqueada por haber trascurrido el tiempo
de apagado.
Figura 6.2
22
23. En la figura anterior puede apreciarse que la corriente de ánodo presenta un pico negativo
durante el cual la caída directa permanece en el valor de VT antes de poder bloquear la
tensión inversa. Este tiempo se denomina tiempo de recuperación inversa trr y se puede
observar en la siguiente figura.
OFF
Figura 6.3
El apagado del tiristor se produce cuando la corriente de ánodo se reduce a un valor menor
al de la corriente de mantenimiento IH. Una vez apagado el tiristor, y transcurrido el tiempo
de recuperación inversa trr, se requiere de un tiempo adicional tgr para completar el TOFF y
recuperar las propiedades de bloqueo directo. Si se aplica una tensión directa antes de
transcurrido dicho tiempo, el tiristor reencenderá aunque no se le aplique pulso de excitación
a su compuerta.
La característica de apagado puede describirse de la siguiente manera:
Mediante algún procedimiento externo, por ej. por el contrario tensión, se inicia el
apagado del tiristor con la reducción de la corriente de ánodo.
La caída de tensión VA entre ánodo y cátodo, que es del orden de un volt o un poco
más, disminuye hasta hacerse cero al eliminarse el exceso de carga de las juntura J1 y
J3.. Si el tiristor no presentara retardos de tiempo (si fuera un elemento ideal) su tensión
se anularía, y a su vez tomaría en ese mismo instante el valor inverso de la tensión VR
aplicada, bloqueándose.
Dicho valor VA lo alcanza en trr, pudiendo presentar una oscilación debido a las
inductancias y capacidades que el circuito y tiristor presentan. En este momento, la
juntura J3 ha recuperado su poder de bloqueo. Notar que existe tensión inversa aplicada
y consecuentemente son las junturas J1 y J3 las que bloquean la conducción inversa
(fundamentalmente J3). La corriente que circula en estas condiciones es la IR de
saturación inversa.
No obstante, la unión central J2 posee una concentración importante de portadores
minoritarios en sus cercanías, no habiendo recuperado todavía su propiedad de bloqueo
23
24. para una tensión directa, lo cual se produce recién en tOFF. Es decir que si antes de tOFF
se aplica nuevamente tensión directa, el tiristor reenciende aunque no se lo excite por
compuerta.
En consecuencia, el “tiempo de apagado tOFF” (o de extinción) de un tiristor resulta de
la suma del “tiempo de recuperación inversa trr” más el “tiempo de recuperación de
gate tgr”
tOFF = trr + tgr
El tiempo tOFF es el que resulta desde que la corriente directa se hace cero hasta que una
tensión directa puede volver a aplicarse sin que reencienda el tiristor. En los tiristores
rápidos tOFF es del orden de 5 nseg; en los medianos es de unos 50 nseg.; y en los de mayor
potencia puede llegara a ser de 500 nseg.
Cabe mencionar que el tOFF no es un valor fijo sino que es función de una serie de
parámetros; aumenta con las siguientes variaciones:
El aumento de la temperatura de las junturas.
El aumento de la corriente directa IA que tenía en conducción
El aumento de la relación di/dt en la caída de la corriente. (Esto es porque si este
valor es muy elevado, puede producir “puntos calientes” debido a la conducción
irregular de altas corrientes en la pastilla.
La disminución del valor de la corriente inversa de pico.
La disminución de la tensión inversa aplicada entre
El aumento de la relación dv/dt del voltaje reaplicado.
El aumento de la tensión directa aplicada.
El aumento de la impedancia del circuito externo de excitación de gate.
El aumento de la polarización positiva de gate.
24
25. 7.- Disipación de Potencia
7.1 Potencia disipada durante la conmutación
El encendido de los tiristores se realiza en forma normal por la aplicación a la compuerta de
un pulso de las características adecuadas. Pulso que origina una conducción inicial que
tiene lugar en la zona más próxima a los contactos de compuerta y cátodo, denominada
“zona primaria de cebado”. La conducción luego se propaga a toda la superficie del cátodo
con una velocidad aproximada de 0,1 mm/nseg. En consecuencia, se tienen dos etapas
diferenciadas en el proceso de encendido de un tiristor
Creación de una zona primaria de conducción.
Propagación del estado conductivo al resto del cátodo.
Como durante el encendido del tiristor, la conducción inicial tiene lugar en la zona primaria
de cebado, si la corriente impuesta por el circuito exterior es muy elevada, su crecimiento se
manifiesta en un tiempo tr muy pequeño- Este es el caso de cargas resistivas, donde resulta
una densidad de corriente muy elevada en la zona primaria de cebado, dado que esta zona
por donde circula inicialmente la totalidad de la corriente, es muy pequeña comparada con la
zona total preparada para conducir la corriente máxima nominal.
A su vez, la tensión durante la conmutación presenta un tiempo de caída, que para carga
resistiva es también el tiempo de crecimiento tr. Durante este tiempo, estarán presentes
tensión y corriente en forma simultánea. Esto origina valores de potencia instantánea
elevados, y la energía disipada en el volumen reducido de la zona primaria da lugar a un
calentamiento excesivo, que de alcanzar el “límite térmico crítico”, destruye dicha zona por
fusión del elemento.
Este fenómeno se conoce como destrucción por di/dt; dado que el tiempo tr de crecimiento
de la corriente es menor que el tiempo que necesita el tiristor para establecer la conducción
en toda la superficie de su cátodo.
Por ejemplo, un tiristor de 8 A – 400 V (GE-C12) tiene una pastilla cuadrada de silicio de
aproximadamente 2 mm. de lado. Para el tipo de construcción planar, con compuerta
central, haciendo un cálculo promedio del tiempo que tarda en conducir toda la superficie de
la pastilla, se puede suponer que la distancia a la cual debe extenderse la conducción,
partiendo de la zona primaria, es de 1 mm. Entonces, si la velocidad de propagación de la
conducción es de 0,1 mm/nseg., resulta:
t= 1 / 0,1=10 nseg.
Tiempo mucho mayor que el tr de este tiristor, que es del orden de 1 nseg en su
funcionamiento mas lento. Como el tr es menor cuando el tiristor trabaja con tensiones más
altas, se presenta una situación más desfavorable con el aumento de la tensión, por lo que
los fabricantes establecen un valor de di/dt máximo admisible por el tiristor para la tensión
de trabajo, o bien la que se especifique en cada caso.
La di/dt máxima admisible para una corriente de ánodo y una corriente de compuerta dadas,
muestran que la velocidad con que crece la corriente está limitado en un tiristor y no debe
sobrepasarse. Por este motivo, los circuitos con cargas resistivas requieren de una
inductancia adicional, en serie con el tiristor, cuya función es reducir la velocidad de
crecimiento de la corriente de carga.
25
26. 7.2 Potencia disipada en régimen estacionario
La potencia disipada en un tiristor operando en régimen permanente entre sus dos estados
de corte y conducción está originada por las cinco causas siguientes:
Pérdidas durante la conducción.
Pérdidas por conmutación durante el encendido.
Pérdidas por conmutación durante el apagado.
Pérdidas durante el bloqueo (directo e inverso).
Pérdidas en la compuerta.
Para bajas frecuencias, hasta unos 400 Hz., la causa principal de potencia perdida es la
primera. Para frecuencias mas elevadas, las pérdidas producidas por conmutación se
elevan y el tiristor debe trabajar a corrientes mucho mas bajas.
Las pérdidas durante la conducción son las que resultan de la característica V-I del tiristor
en conducción, dadas por la caída directa multiplicada por la corriente directa de ánodo.
(a) (b)
Figura 7.1
La potencia disipada en estado de conducción, fija los límites de circulación de corriente por
el dispositivo como se ve en la figura 7.1, donde se observa que en régimen permanente,
para no superar la temperatura máxima, el valor medio máximo admisible toma diferentes
valores según la forma de la corriente que está circulando por el tiristor.
Estas gráficas reflejan el hecho que no puede superarse el valor eficaz de la corriente que
produce la máxima disipación, o sea la máxima temperatura permitida en la juntura. Estos
valores son determinantes cuando se utiliza un tiristor para realizar el control de potencia
entregada a una carga por control de fase. Para el caso de la figura 7.1, el tiristor admite la
circulación de una corriente continua máxima de 39,25A. Valor que coincide con el valor
eficaz, por tratarse de una corriente continua. Si se utiliza este tiristor en un circuito para
26
27. control de fase, la corriente circulará durante una parte del semiciclo positivo en función del
ángulo de conducción. En todos los casos el valor de corriente medio, debe ser tal que su
valor eficaz no supere el máximo admitido.
El valor medio de una corriente senoidal, entre los ángulos θ1 y θ2, carga resistiva es:
θ2
IAV = 1/2π θ1 EMAX sen wt/R dwt
Mientras que el valor eficaz para el mismo entorno y carga resistiva está dado por:
θ2
IEF2 = 1/2π θ1 (EMAX sen wt/R)2 dwt
Resolviendo las integrales anteriores, se obtienen las siguientes relaciones entre los valores
de las corrientes media y eficaz, para distintos ángulos de disparo θ1 y cargas resistivas
(apagado en θ2 = 180° )
2 1
Para Øc=180º I ( AV ) = I =
π 1,57
3
I
Para Øc=120ª I ( AV ) = 2
2 3
π π+
3 4
2
Para Øc=90º I ( AV ) = I
π
1
I
Para Øc=60º I ( AV ) = 2
π 3
π −
3 4
3
I (1 − )
Para Øc=30º I ( AV ) = 2
π 3
π −
6 4
Precisamente para Øc=180º, el valor 1,57 es el factor de forma entre el valor eficaz y el valor
medio de una corriente senoidal. Para la figura 7.1, que corresponde a una serie de
tiristores de corriente continua máxima de ICC= 39,25 A y tensiones desde 500 hasta 1100 V
los valores son:
I (AV) |180º= 25 A
I (AV) |120º= 21,4 A
I (AV) |90º = 17,7 A
I (AV) |60º = 14,1 A
I (AV) |30º = 8,4 A
27
28. Así es que partiendo del valor eficaz I, que en C.C. coincide con el valor medio y es el que
generalmente indica el manual como “valor máximo admisible”, se obtienen los
correspondientes valores medios para cada ángulo Øo de conducción, siempre limitado por
los máximos valores de corriente de pico soportados.
En forma análoga, también se suministran los valores medios para formas de onda
rectangulares, donde las curvas fijan los valores de temperatura que como máximo puede
tener la cápsula del tiristor. Estas curvas de temperatura parten de 125 º C en la juntura, y
para que este valor no sea superado, a medida que la corriente aumenta (para un mismo
valor de Øc o para C.C.) la temperatura de la cápsula deberá ser menor. Es decir que el
gradiente de temperatura entre la juntura y cápsula es mayor para el máximo admisible de
corriente. Este gradiente implica la necesidad de disipadores adecuados, los que pueden
disponerse convenientemente para enfriamiento mediante corriente de aire por convección o
por ventilación forzada, o mediante circulación de agua, en cuyo caso el tiristor (o par de
tiristores) viene construido especialmente para esta forma de utilización.
Así como en otros dispositivos de potencia, la potencia disipada elevará la temperatura del
tiristor según el régimen de trabajo.
Régimen Continuo:
Para régimen continuo y estable, la siguiente ecuación da el equilibrio térmico del tiristor
TJ - TC = Po Θ (24)
Donde:
TJ – Es la temperatura de la juntura (ºC)
To – Es la temperatura de la cápsula (ºC)
Po – Es la potencia media disipada en la juntura (W)
Θ - Es la resistencia térmica estacionaria entre la juntura y la cápsula del tiristor.
Régimen Transitorio:
Para régimen transitorio se debe tener en cuenta que existe una inercia térmica que hace
que la forma de onda de la temperatura no sea constante (aunque pueda estabilizarse en
algún período), debiéndose calcular en consecuencia la temperatura de la juntura en los
instantes de pico.
La ecuación de equilibrio térmico debe establecerse en concepto de impedancia térmica
del tiristor:
TJ – To = Po Θu
Donde:
Po – Es la potencia media disipada en la juntura durante un intervalo de tiempo la
conducción.
Θu- Es la Impedancia Térmica Transitoria entre la juntura y la cápsula del tiristor en el
instante ti (ºC/W). La Θu no tiene un valor único sino que depende del tiempo que dura la
conducción y del tipo de disipador adoptado, suministrándose este valor mediante curvas.
28
29. 8.- Límite de frecuencia
Existen tiristores rápidos y lentos. Los tiristores lentos son para aplicaciones que operen a
frecuencias industriales y de la red de alimentación. En cambio los rápidos son para
aplicaciones especiales, pero en general no superan los 20.000 ciclos por segundo; no
solamente debido a los tiempos de conmutación, sino además porque la temperatura toma
un papel preponderante a medida que se eleva la frecuencia, ya que la temperatura
producida por la energía disipada durante la conmutación toma un papel cada vez mayor
con frecuencias más elevadas.
Una forma de poder operar a frecuencias mas altas es bajando la corriente, para lo cual el
fabricante proporciona curvas indicando la corriente IA directa máxima posible en función del
tiempo ∆t, de conducción en cada semiciclo y la frecuencia como parámetro de cada curva,
siendo la alimentación una onda senoidal.
Debe tenerse en cuenta que la corriente IA es el pico de la onda que circula por el tiristor, no
es el valor medio IF(AV) ni el eficaz IF.
Por ejemplo, para f=1.000 Hz el ancho del semiciclo de conducción es:
1 1
T1 = . = 0,5mseg .
2 1000
Para este tiempo, mediante la gráfica correspondiente se obtiene la corriente de pico
admisible; que coincide es la conducción máxima para esta frecuencia ya que conduce
durante el semiciclo completo (0 a 180º).
Para un tiempo de conducción menor, como por ejemplo ∆t=100 nseg. Se obtiene un valor
diferente. Para ∆t pequeños las curvas no tienden a valores más altos de corriente, sino que
son menores para no superar los máximos admisibles
La apreciación fundamental es que para f = 50 Hz. la corriente admisible es mucho mayor
(unas 10 veces) que para f = 10.000 Hz.
29
30. 9.- Características de Control
La juntura Gate-Cátodo es una juntura P-N por lo que su característica V/I es exponencial.
Como dentro de una familia de tiristores, existe una dispersión de sus características, éstas
se encontraran comprendidas entre las dos curvas externas A y B, correspondiendes a las
características de RG máxima y mínima.
Dentro de esta dispersión de características, la Figura 9.1 es la representación de los
posibles pares de valores de tensión y corriente de compuerta, VG e IG, que encienden a los
miembros de la familia. Las curvas A a H indican los distintos límites posibles de operación.
VG Tensión instantánea de Gate
RG max = 50 ohm
C
A E
D
RG min = 4 ohm
T1>T2>T3
T1 T2 T3 F Potencia máxima
H PG = 15 W
B Potencia media
PG = 0,5 W
G IG
Corriente instant ánea de Gate
Figura 9.1
Para los tiristores de una misma familia, las curvas A y B de la Figura 9.1 representan los
valores límites en la característica VG-IG. Las mismas se corresponden a las condiciones de
RG máximo y RG mínimo respectivamente. En consecuencia, el lugar geométrico de los
posibles puntos de disparo se encuentra comprendido entre ambos límites.
Un tercer límite lo constituye la recta C determinada por la máxima tensión directa de pico
admisible - VGF de pico - que puede ser aplicada al terminal de compuerta.
Las hipérbolas D y E representan las potencias máximas admisibles, media y de pico
respectivamente, que pueden ser disipadas en el gate. Para toda forma de disparo debe
asegurarse que estas condiciones de operación nunca sean superadas.
30
31. Para completar la definición de los límites que definen el conjunto de valores VG-IG que
aseguran el disparo del tiristor, en la Figura 9.1 se ha incluido una zona de conducción
incierta y la zona de no conducción. La primera es el conjunto de pares de valores VG-IG que
se encuentra debajo de la línea F y a la izquierda de las rectas H, y la segunda los que
estén por debajo de G.
La curva F es el mínimo valor de tensión que se requiere aplicar al gate para encender con
seguridad a los tiristores de esa familia. Este valor no es el único para todas ellas, sino que
debe ser especificado para una familia determinada. Un valor típico es de 3V, siendo valores
normales los comprendidos entre 2V y 3,5V.
La curva G indica el valor de tensión, por debajo del cual no enciende ningún tiristor de esta
familia. 0,5V es un valor típico, pero su valor es una función de la temperatura de la juntura.
Finalmente, se han incluido tres curvas H para distintas temperaturas de juntura, las que
determinan la corriente mínima necesaria, a una temperatura dada de la juntura, para
encender todos los tiristores de una familia.
9.1.- Disparo con C.C.:
A modo de ejemplo, en la Figura 9.2, se ha representado un circuito de encendido por CC, y
se han redibujado las curvas características de control de encendido para calcular los
valores máximos y mínimos de Vs y las rectas de cargas correspondientes.
VG Tensión instantánea de Gate
P
C
RL
A E Vcc
D RS
O VS
F
H
B
G IG
Corriente instantánea de Gate
Figura 9.1
31
32. Vs = IG (Rs + RG) (1)
Para el punto O, con una recta de carga que pasa por ese punto:
Vs min = I0 Rs + I0 RG0
Debe considerarse la RG correspondiente al punto 0, ya que al tomarse el valor mínimo I0, el
punto de mínimo V es el correspondiente a ese punto 0.
V0 = I0 RG0
Vs min = I0 Rs + V0 (2)
Para los valores del corriente y tensión del punto O y una recta de carga para, por ejemplo,
20 ohms
Vo = 3V
Io = 0,075 A
Rs = 20 Ω
Resulta:
Vs min = 0,075 x 20 +3 =4,5 V
La recta de carga correspondiente es la que pasa por el punto 0. Con los extremos Vs min=
4,5V e ISG = Vs min / Rs = 4,5 / 20 = 0,225 A
Para calcular Vs máx debe considerarse que la potencia disipada en el gate es:
PGAV= IG2 RG max (3)
La peor condición es tomando RG max, entonces la ecuación (1), al reemplazar IG despejado
de la (3) toma la forma:
PGAV (4)
Vs max = (Rs + R G max )
RG max
Para el ejemplo planteado: RGmax = 50Ω, siendo PGAV = 0,5W.
0,5
Vs max = (20 + 50) = 0,1x 70 = 7 V
50
La recta de carga tiene sus extremos en 7V e ISG= 7/20 = 0,35 A, pasando por el punto P de
intersección de dicha recta con la hipérbola.
Si se desea calcular el punto de tangencia, se debe tener en cuenta la ecuación de esta
recta de carga y de la hipérbola, haciendo coincidir sus respectivas derivadas.
32
33. La ecuación de la recta de carga es:
V
VG = − i G + V
I
Siendo V igual a Vs max e I es IsG. Su derivada resulta:
dVG V
=−
d ig I
La ecuación de la hipérbola y de su derivada son:
P
VG =
iG
dVG P
=− 2
d ig iG
Igualando ambas derivadas quedará definido el punto de tangencia (itg; Vtg)
+V=+P
I Itg2
De donde:
P
itg =
V
I
Reemplazando, los valores numéricos del ejemplo se obtienen:
0,5
itg = = 0,16A
7
0,35
punto de tangencia
0,5
itg = = 3,16V
0,16
33
34. 9.2.- Disparo con C.A
a) Con onda senoidal
Si se reemplaza la fuente continua de excitación de la compuerta por una de corriente
alterna como se indica en la figura 9.3, deben tenerse en cuenta las siguientes
consideraciones:
RL
Vcc
RS
VS
Figura 9.3
El diodo D se encuentra para proteger al gate de la tensión inversa, ya que el máximo
admisible típico es de –5 V. A su vez si la semionda positiva presenta picos de tensión
superiores a la máxima tensión directa de pico admisible - VGF de pico – (del orden o los
10V ), este diodo resulta conveniente que sea Zener con una Vz inferior a 10V.
La potencia aplicada instantánea PGM puede ser mayor que el valor de 0,5W siempre
que la potencia media resultante PGAV sea precisamente igual o menor que 0,5W.
La onda de tensión aplicada tiene el valor máximo de Vs de la onda senoidal. Esta onda
a través de la constante (RS +RG) representa también a la onda de corriente iG por el
gate, cuyo máximo será IS.
ˆ
VS (5)
ˆS =
I
RS + R G
En rectificación de media onda con carga resistiva, el valor medio y el eficaz se relacionan
con el de pico de la siguiente manera:
ˆS
I
I GAV = (6)
π
34
35. ˆS
I
I G ef = (7)
2
Si para la expresión de la PGAV se utiliza 0,5W como condición límite de la desigualdad PGAV
≤ 0,5W, la potencia de gate en corriente continua resulta:
Vs
PGAV = I 2 G R G = ( ) 2 R G = 0,5w (8)
RS + RG
en C.A., y suponiendo que el valor de pico Vs es numéricamente igual al valor de Vs en C.C.
se obtiene:
ˆ
Vs 2
PGef 2
= I G ef R G = 2 R <= 0,5w (9)
2 G
2 (R S + R G ) 4
Se utiliza el valor eficaz de la corriente y no el valor medio ya que se trata de la potencia
perdida en calor en una resistencia (RG).
Esta potencia, en esas condiciones resulta ¼ de la perdida en C.C. Esto implica que puede
incrementarse el valor de pico de Vs hasta 10V, o bien disminuir el de RS - con lo que se
logrará mayor corriente de gate - hasta que el valor de esta potencia PG ef. alcance 0,5W, es
decir:
ˆ
4 Vs 2
PG 'ef = 4PGef = 2 R G = 0,5w (10)
2 (R S + R G ) 2
Si se despeja Vs, se obtiene un valor que es el doble que antes (ecuación 9), en el supuesto
que se mantenga por debajo de 10V.
Este mayor valor de Vs asegura mejor el encendido del tiristor.
La potencia instantánea durante el semiciclo es:
PGM =
(2VS )2
ˆ
R G = 4P'Gef = 4PGAV = 2 w (11)
2
(R S + R G )
b) Con onda rectangular:
Cuando la señal de gate es un pulso de onda rectangular, al estudio anterior se lo puede
interpretar como una relación entre la potencia PGAV de corriente continua y la potencia
instantánea máxima PGM que se puede obtener, siempre que su valor medio resultante no
supere a PGAV.
Esta relación, para los valores anteriores es:
PGAV 1 (12)
=
PGM 4
35
36. Que expresado en porcentaje,
PGAV
x 100 = 25%
PGM
Lo que representa que los 2W pueden obtenerse también con una onda rectangular de 2 Vs
de amplitud, pero de una duración de 2π , o sea ¼ ciclo, de manera que su PGAV sea de
4
0,5W.
Debe aclararse que si es imposible alcanzar el valor 2Vs porque sobrepasa los 10V, el
resultado es el mismo si se reduce la resistencia de fuente Rs, por cuanto lo que se busca
es inyectar suficiente energía en el gate de manera que el encendido del tiristor se logre lo
más rápido posible.
Una señal apropiada de encendido logra los tiempos ton reales de encendido, en cambio,
una señal lenta de gate, produce tiempos ton mayores y esto en algunos casos con cargas
de elevados di/dt es perjudicial.
9.3.- Disparo por impulso único o tren de impulsos, o de ondas de alta frecuencia.
a) Con impulso único:
La onda rectangular estudiada en el caso anterior es ya un caso de disparo por pulso único.
Reduciendo el tiempo de duración de este pulso, puede enviarse mayor energía al gate
mediante un pulso especial del tipo impulsivo.
La utilización de este método de disparo presenta las siguientes ventajas:
• Permite obtener un encendido más preciso
• Establece más rápidamente la conducción del tiristor debido a la mayor energía del
pulso – generalmente hasta el orden de los 5W - lo cual reduce, o al menos no
aumenta al ton, Este factor ed decisivo en circuitos con di/dt elevados.
• En consecuencia se reduce la disipación de la juntura durante el encendido.
Para el diseño del circuito excitador deben tenerse en cuenta las siguientes condiciones del
impulso para que sea más efectivo:
• El circuito de encendido, es preferible que se comporte como fuente de corriente.
• La corriente de pico del impulso debe ser mayor que la IGTmínima – generalmente mas
de tres veces su valor típico de ~100 mA -.
• El tiempo tGR de subida del pulso debe ser el menor posible (0,1 a 0,5 nseg.)
• La corriente del impulso debe mantenerse por encima de la IGT mínima, hasta tanto
por el tiristor circule la corriente mínima IL - corriente de enganche IL -. Es decir, que
el tiempo de descarga tGS no debe ser nunca menor que 20 nseg, inclusive, para
cargas inductivas, donde esta condición es mas crítica.
En consecuencia, en la figura 9.4 se indica la forma apropiada del impulso de corriente de
gate.
36
37. IG
> 3 IGT
IGT
t
Tr < 1useg T1 > Ton T2 > t para ILatch
Figura 9.4
b) Con trenes de impulso:
Para cargas inductivas (R.L) en aplicaciones de “ciclos enteros” con tiristores en conexión
antiparalelo o con triac, la corriente atrasa a la tensión y entonces la aplicación de un pulso
único no resulta eficaz, ya que el tiristor no tiene tensión de ánodo positiva cuando el pulso
es aplicado.
En consecuencia se debe recurrir a aplicar:
Tren de impulsos
Ondas de frecuencia elevada (1 a 10 Khz)
Semiciclo de onda senoidal
Onda cuadrada (pulso ancho)
37
38. 10.- TRIACS
10.1.- Introducción.
El Triac es una llave de estado sólido de tres terminales para el control de cargas de
corriente alterna que es puesto en conducción mediante la aplicación de una excitación de
baja energía en su terminal de Gate.
Por su construcción y características funcionales, el TRIAC forma parte de la familia de los
Tiristores, pero a diferencia de los SCR previamente estudiados, el TRIAC pasa al estado de
conducción tanto mediante una excitación positiva como negativa de Gate, y una vez
disparado, conduce en cualquiera de las dos direcciones. Estas características permiten
asimilar al funcionamiento del Triac al de dos SCRs complementarios en operación
antiparalelo.
La característica de conducción bidireccional, posibilita su uso en aplicaciones de reemplazo
de llaves mecánicas. Al disponer de una velocidad de operación muy superior a aquellas, no
presenta problemas de contactos y permite un control preciso al poder ser disparado desde
DC, AC, AC rectificada o pulsos. En todos los casos la energía de disparo es pequeña por lo
que el circuito de control puede hacer uso de dispositivos estándares de baja potencia.
10.2.- Características del TRIAC
En la figura 10.1 se indican el símbolo del TRIAC y su estructura típica. Como el TRIAC es
un dispositivo bidireccional, los términos ánodo y cátodo dejan de tener sentido por lo que se
los reemplaza por MT1 y MT2 (de la expresión inglesa Main Terminal), manteniéndose el
término Gate para el terminal de disparo.
MT2 MT2
N
P
N
G
P
N N
MT1
MT1 G
Figura 10.1
A los efectos de evitar confusiones se ha impuesto como norma de uso el referir todas las
tensiones y corrientes al terminal denominado MT1.
De su estructura se justifica que el TRIAC, puede ser pensado como dos SCRs en paralelo.
En la figura 10.1 puede observarse que el TRIAC es un dispositivo de cinco capas donde la
38
39. región ente MT1 y MT2 conforman una llave P-N-P-N (SCR) en paralelo con otra tipo N-P-N-
P (SCR complementario).
Esta estructura permite también comprender la posibilidad de disparar al TRIAC tanto con
pulsos positivos como negativos. La región ente el MT1 y el Gate consiste en dos diodos
complementarios, en consecuencia un pulso de una determinada polaridad hará conducir a
la juntura correspondiente dando inicio a la acción regenerativa que produce el disparo de la
estructura SCR. Esta acción hace desaparecer la capacidad de bloqueo presentada
anteriormente por la juntura adecuada en forma independiente de la polaridad de MT1. Una
vez disparado, la circulación de corriente entre MT2 y MT1 mantiene la conducción en forma
independiente de la excitación de Gate.
La característica del TRIAC y algunos de los valores utilizados en su caracterización se
encuentran en la figura 10.2, donde siguiendo la convención se ha tomado como referencia
al terminal MT1. En el primer cuadrante MT2 es positivo frente a MT1, produciéndose la
situación opuesta para el tercer cuadrante.
I
IH
VDRM I
DRM
VDRM
IH
Figura 10.2
Los términos utilizados son los siguientes:
VDRM es la máxima tensión de bloqueo que puede soportar el dispositivo en cualquiera de
los sentidos. Si está tensión es superada, aunque sea momentáneamente, el TRIAC puede
entrar en conducción aún sin señal de Gate. Este disparo puede o no ser destructivo en
función de la forma en que se establezca la corriente (di/dt), pero en general debe ser
evitado para no perder el control del Gate sobre el encendido.
IH es la mínima corriente de mantenimiento que debe circular entre los terminales principales
para mantenerlo en conducción.
IDRM es la corriente de pérdidas de TRIAC con VDRM aplicado entre MT1 y MT2.
La característica de la figura 10.2 corresponde a una gráfica sin corriente de Gate. Una
excitación adecuada produce el pasaje del estado de corte al de conducción. Dado que el
TRIAC puede conducir en ambos sentidos y la excitación de Gate puede ser tanto positiva
como negativa se presentan las cuatro posibilidades de la figura 46.
Por su construcción los TRIACs son más sensibles al disparo en los cuadrantes I y III, un
poco menos en el cuadrante II y mucho menos sensible en el cuadrante IV.
39
40. En la figura 46 también se ha graficado la sensibilidad del disparo de un Triac en función de
la temperatura.
IGT Corriente de Diosparo de Gate en mA MT2 - MT1
20 Q2
Q2 Q1
Q3
10 Q1
Q3 Q4
1 T en ºC
0 60 120
Figura 10.3
Como tanto la corriente de pérdidas de las junturas y la ganacia de corriente de los
elementos tipo “transistor”, se incrementan con la temperatura, la corriente de disparo
requerida disminuye al aumentar la temperatura. El Gate, que puede ser considerado como
un diodo, presenta un coeficiente negativo de su tensión con la temperatura, por lo que el
circuito de excitación debe ser previsto para entregar suficiente corriente a la menor
temperatura de operación.
También deben ser observadas las especificaciones de máxima corriente de Gate admisible
así como las de potencia promedio y máximas toleradas. Las hojas de datos suelen incluir
límites tanto para excitaciones positivas como negativas, que para ser cumplidos pueden
requerir la inclusión de elementos de protección tales como limitadores de corriente y/o
tensión, siendo no aconsejable la disipación de corriente en sentido inverso.
Si bien se describió el criterio de encendido del TRIAC en base a consideraciones de
magnitud de corriente, al igual que en los SCRs, si la duración del pulso se reduce, su
amplitud puede incrementarse.
El ancho del pulso de gate, como en cualquier Tiristor, depende del tiempo requerido por la
corriente principal en superar la corriente de latch IL. En consecuencia en aplicaciones
inductivas o en aquellas en que la corriente pueda disminuir por debajo de la corriente de
mantenimiento IH, es necesario mantener la excitación de Gate el tiempo suficiente.
Es importante resaltar que como los TRIAC s son dispositivos de conducción bidireccional,
solo hay un breve intervalo en el cual deben recuperar su capacidad de bloqueo. Por esto,
los TRIACs se utilizan solo a frecuencias de línea de 60Hz o inferiores.
Para cargas inductivas, la diferencia de fase entre tensión y corriente determina que la
corriente decrezca por debajo de IH, produciendo el corte del TRIAC cuando existe en el
circuito un cierta tensión, la que si es aplicada superando la dv/dt permitida puede producir
el nuevo encendido del Triac.
Para mantener el control de disparo por Gate, en circuitos con cargas inductivas, es preciso
asegurar que el crecimiento de la tensión aplicada no supere un determinado valor de dv/dt.
Esto se consigue mediante el agregado de un circuito “Snubber”, red RC en paralelo con el
TRIAC. El capacitor limita el crecimiento de la tensión mientras que la resistencia limita el
valor de la corriente repetitiva de descarga del capacitor por el TRIAC cada vez que se
enciende y amortigua las oscilaciones del circuito LC formado por la carga y el capacitor.
40
41. 11.- GTO. Tiristores con Apagado por Gate
11.1.- Introducción
El Tiristor de Apagado por Gate, conocido como GTO, deriva su nombre de la expresión
inglesa “Gate Turn-Off Thyristor”. El GTO es un dispositivo de la familia de los Tiristores
diseñado para aplicaciones de velocidad media que involucren elevadas tensiones
(VBR>3000V) y potencias (mayores a 0,5 MVA), existiendo fabricantes que ofrecen
dispositivos para conmutar potencias de hasta 36 MVA (6000V y 6000A).
El principal elemento diferenciador del GTO frente a otros dispositivos de la familia de los
Tiristores, y tal como lo indica su nombre, es que puede ser apagado desde el gate a pesar
de que se encuentre circulando una importante corriente de ánodo. En consecuencia, para
el control del GTO se requieren pulsos de ambas polaridades, siendo normalmente sus
amplitudes y tiempos de crecimiento muy superiores a los correspondientes a los Tiristores
convencionales.
Esta significativa ventaja de no requerir costosos y complejos circuitos de apagado, lo hace
particularmente aplicable en técnicas de modulación por ancho de pulsos vectoriales para
convertidores DC a AC y AC a AC. A pesar de ser un dispositivo de diseño relativamente
antiguo (1960), su uso se difundió a partir de los años 80 y continúa, junto con sus productos
derivados, siendo ampliamente utilizado en este tipo de aplicaciones, aunque tendiendo a
ser reemplazados por los MOSFETs de potencia a medida que éstos se tornan mas veloces.
Sin embargo, éstos nunca pueden competir con los GTO en aplicaciones con tensiones
elevadas
Además de la mencionada aplicación de control de velocidad por técnicas de PWM en el
rango de los 0,5 a 20 MVA, otras dos aplicaciones donde el GTO tiene actualmente amplia
penetración son en sistemas para alimentación de trenes eléctricos de alta velocidad y en
sistemas de distribución de corriente continua de alta tensión (HVDC - High Voltage Direct
Current). La primera de las aplicaciones ha sido especialmente desarrollada en Italia y
también adoptada por otros paises como Alemania y Noruega. Por su parte, el advenimiento
de las técnicas de conmutación y distribución de potencia utilizando GTOs y SCRs ha
posibilitado la HVDC, especialmente en Rusia que ha trabajando en este tema desde 1951.
11.2.- Estructura
El GTO presenta, al igual que los restantes miembros de la familia de los Tiristores, una
estructura de cuatro capas que conforman el clásico par de transistores con realimentación
positiva, pero con una estructura mucho mas entrelazada como puede apreciarse en la
figura 11.1. A modo de ejemplo, un GTO de 3000A consta de unos 3000 segmentos de
cátodo, los que son accedidos mediante un contacto común de gate.
Un análisis de esta estructura revela una compleja geometría donde se maximiza el àrea de
contacto del cátodo y se minimiza su distancia del gate. El cátodo adquiere una estructura
de mesetas separadas de la metalización de gate por fosas vacías. El cátodo se vincula con
el exterior mediante una superficie metálica en la parte superior de las mesetas, la que
funciona además como una superficie disipadora. Esta estructura puede ser pensada
funcionalmente como un gran número de pequeños Tiristores que comparten un mismo
substrato y tienen en consecuencia un mismo ánodo y gate pero diferentes cátodos.
41
42. Figura 11.1
Actualmente se fabrican distintos tipos de GTO. Un primer tipo es el denominado “simétrico”
que presenta iguales capacidades de bloqueo tanto en sentido directo como inverso.
El segundo tipo, denominado “asimétrico” es el que usualmente se encuentra disponible en
el mercado. En este tipo, para mejorar los tiempos de apagado, se utiliza una tecnica
conocida como “anode shorted” (ver figura 11.2) donde el ánodo tipo p es reducido por una
penetración de material tipo n, modificación que presenta una situación de compromiso
entre velocidad de conmutación y capacidad de bloqueo. Al introducir esta modificación se
mejoran los tiempos de conmutación pero los valores máximos de tensiones de ruptura
inversa usuales en los Tiristores se tornan inalcanzables. Como en este tipo de GTO, la
juntura de ánodo no puede bloquear tensiones inversas, la capacidad de soportarlas recae
en la juntura Gate-Cátodo. Juntura cuya tensión de avalancha se encuentra en el orden de
los 20V, por lo que normalmente los GTO del tipo asimétrico presentan una capacidad de
bloqueo de tensiones inversas del orden de los 17V.
n+
p
K
G
n
A
p+ n+ p+ n+ p+
Figura 11.2
La tercer familia de GTO presente en el mercado son los denominados de “conducción
inversa”, denominación derivada por presentar integrado en la misma pastilla un diodo en
antiparalelo.
El proceso de encendido de un GTO es análogo al de los Tirisitores, pero a diferencia de los
mismos, los GTO pueden ser apagados mediante la inyección de una corriente negativa de
42
43. gate, la que constriñe la circulación de la corriente hacia el centro de cada meseta de cátodo
hasta que es finalmente cortada (“pinched-off”). La relación entre la corriente de ánodo a
interrumpir y la corriente inversa de gate se denomina ganancia de apagado, presentando
generalmente un valor pequeño, típicamente 3 a 5, por lo que se requieren pulsos negativos
de gran amplitud para apagarlos.
La ganancia de apagado puede incrementarse reduciendo la suma de las ganancias de los
transistores pnp y npn que constituyen el par realimentado base tanto del GTO como de
cualquier otro Tiristor. Disminución de ganancia que afecta la performance de encendido,
por lo que el diseño debe resolver esta situación de compromiso.
11.3.- Principio de funcionamiento
11.3.1.- Encendido
En el caso de los Tiristores, para iniciar el proceso regenerativo se utiliza una pequeña
corriente de gate del orden del ampere, la que luego se distribuye sobre toda el área de la
pastilla, permitiendo la circulación de miles de amperes. Sin embargo el crecimiento de la
misma debe encontrarse limitado a unos cientos de amperes por microsegundo.
Los GTO requieren una mucho mayor corriente de gate dado que muchos Tiristores
individuales deben ser disparados en paralelo. Si el procedimiento de encendido es
realizado adecuadamente con un pulso de amplitud suficiente, todos los Tiristores
individuales se encienden simultáneamente. No existe el fenómeno de distribución sobre el
área de la pastilla y la corriente de ánodo puede establecerse a una velocidad del orden de
los miles de amperes por microsegundo.
Dependiendo del diámetro de la pastilla y de la di/dt deseada, los pulsos de encendido
pueden variar entre unas pocas decenas a cientos de amperes.
El tiempo de encendido, tON o tgt, se define como el tiempo necesario para que la corriente
de ánodo alcance el 90% de su valor máximo, medido a partir del instante de la aplicación
del pulso positivo de disparo de gate. El tiempo de conducción se encuentra integrado por
dos componentes, el tiempo de retardo td y el tiempo de crecimiento tr. El primero es el
lapso medido entre la aplicación del pulso de gate y cuando la corriente alcanza el 10% de
su valor final. Por su parte tr se ajusta a la definición usual de un tiempo de crecimiento,
siendo el necesario para que la corriente varíe entre el 10 y el 90% de su valor final.
11.3.2.- Conducción
El proceso regenerativo de encendido descripto, inyecta un elevado número de electrones y
huecos desde los emisores a las regiones de base p y n, las que resultan saturadas de
portadores de carga. La concentración resultante de portadores supera holgadamente la
concentración de dopado de estas regiones, por lo que el GTO comparte con los Tiristores
una baja caída directa y una alta capacidad de conducir picos de corriente.
11.3.3.- Apagado
El proceso de apagado de los GTO se inicia por una corriente negativa de gate. Debido a la
alta conductividad de la base p, los huecos procedentes del ánodo son parcialmente
derivados al contacto de gate polarizado negativamente. Durante el primer componente del
tiempo de apagado, denominado tiempo de almacenamiento ts, la corriente de ánodo
progresivamente se distribuye en forma de filamentos de corriente hacia el centro de los
segmentos de cátodo hasta que éstos son finalmente cortados (“pinched-off”). A partir de
43
44. ese instante la corriente de ánodo cae rápidamente y ambas junturas pn recuperan su
capacidad de bloqueo. El tiempo que tarda la corriente de ánodo en evolucionar desde el 90
al 10% de su valor inicial, se denomina tf, tiempo de caída y que sumado al ts constituye el
tiempo de apagado toff o tgq. El tiempo de almacenamiento ts se define como el tiempo
requerido por la corriente de ánodo en decrecer al 90% de se valor máximo medido a partir
del instante de aplicación del pulso negativo de apagado.
La filamentación de la corriente hacia el centro de las mesetas de ánodo reduce el área
activa de la pastilla durante el proceso de apagado. Esta no sería una significativa limitación
sino se combinara con la tendencia de los filamentos de corriente a conmutar hacia aquellas
áreas de cátodo distantes de la corriente de apagado de gate. Esta redistribución de la
corriente de cátodo continua durante el tiempo de almacenamiento (decenas de
microsegundos), y culmina con el crecimiento de la tensión de ánodo y la caída de la
corriente de cátodo. Es esta fase la que requiere de la presencia de un circuito “snubber” en
paralelo con el dispositivo para limitar la velocidad de crecimiento de la tensión de ánodo
entree los 500 y 1000V/useg. Estas protecciones son circuitos simples de tres elementos
(CRD) en paralelo con el GTO. El valor del condensador C se determina a partir de la
corriente a conmutar y de la dv/dt. Durante el apagado el condensador C se carga
absorviendo la corriente de ánodo. Luego del encendido el condensador se descarga con
una corriente limitada por el valor de la resistencia. Esta operación significa pérdidas de ½
CV2, que al aumentar la frecuencia pueden volverse significativas, pero debe tenerse en
cuenta que los circuitos “snubbers” no son solo un requerimiento de performance sino de
seguridad.
El emisor p, de un GTO asimétrico convencional contiene islas n+, o “anode shorts”,
distribuidos con un patrón similar a la segmentación del lado del cátodo. Estas islas limitan
la ganancia del emisor de ánodo facilitando tanto el proceso de apagado como reduciendo
las pérdidas de apagado al suministrar un paso de baja impedancia para los portadores de
carga durante este tiempo.
11.3.4.- Corte
En el estado de corte, el GTO practicamente no dispone de cargas libres. Una tensión
directa aplicada por el circuito exterior es soportada por la juntura central np, mientras que
polarizaciones inversas de gate son soportadas por la juntura pn Gate-Cátodo, cuyo valor
de ruptura es del orden de los 20 V. En el caso de los GTO del tipo asimétrico, esta misma
juntura debe también bloquear las tensiones inversas ya que la juntura pn de ánodo no
puede soportarlas debido al proceso de “anode shorted”.
11.4.- GTO Requerimientos de disparo por Gate
Los requerimientos de excitación de gate de un GTO incluyen las siguientes cuatro
funciones:
1. Encender al GTO mediante un elevado pulso de corriente (IGM)
2. Mantenerlo en conducción mediante la provisión permanente de una corriente directa
mientras se encuentre en este estado. Corriente comunmente conocida como “back-
porch current”
3. Apagar al GTO mediante un elevado pulso de corriente negativa (IGQ)
4. Asegurar su capacidad de bloqueo en el estado de corte, mediante una polarización
inversa de gate, o al menos mediante la vinculación de los terminales de gate y cátodo
por una resistencia de bajo valor.
44
45. Un cuidadoso diseño del circuito excitador de gate es indispensable para una operación
confiable.
11.4.1.- Encendido
La altamente entrelazada estructura de gate de los GTO requiere un disparo de gate de
elevada corriente inicial. El pulso de encendido de gate y sus parámetros mas importantes
se indican en la figura siguiente:
Figura 11.3
Valores mínimos de IGM y de diG/dt pueden ser extraidos de las hojas de datos de los
manuales. Para la mínima temperatura ambiente de arranque del dispositivo, una primera
estimación es tomar la IGM requerida en 5 veces el valor de IGT, sin superar los valores de
IGFM y PGFM especificados por el fabricante.
A modo de ejemplo, un GTO con IGT = 3A @ 25C, requiere una IGM = 20A a dicha
temperatura, y de 60 A para asegurar su operación hasta los –40C, para los valores de
tensión de ánodo y de di/dt especificados en la hoja de datos (50 %VDRM y 300 a 500
A/useg).
Bajos valores de IGM redundan tanto en mayores tiempos de conmutación, así como en
incrementar las perdidas de encendido. En particular, el efecto sobre las pérdidas de
encendido depende del tipo de dispositivo, siendo mas significativo en los de menor tensión
donde la energía disipada en el proceso de encendido es debida principalmente del tiempo
de conmutación. El valor de la velocidad de crecimiento de la corriente de gate, diG/dt, es
otro importante factor a ser considerado. Su valor, que debe ser al menos el 5% del valor del
crecimiento de la corriente de ánodo, di/dt, debe también ser superior al proporcionado en
las hojas de datos. Idealmente un valor igual o mayor al suministrado debe ser el utilizado,
ya que valores menores a la mitad del especificado pueden tener un efecto determinante en
el incorrecto encendido del dispositivo. Es poco probable que se alcance un valor peligroso
de diG/dt debido a las limitaciones impuestas por la inductancia del circuito externo, sin
embargo puede considerarse un máximo valor de 100A/us para la mayoría de las
aplicaciones. El valor de diG/dt afecta las pérdidas de encendido en forma similar a lo
expresado para IGM
La duración del pulso no debe ser inferior al 50% del mínimo tiempo de encendido
suministrado en las hojas de datos. Como se indica en la figura 11.3, solo el tiempo cuando
IG > 0,8 IGM debe ser considerado. Se requiere un período mayor si se emplea un menor
valor de di/dt para la corriente de ánodo, de forma tal de mantener IGM hasta que la corriente
de ánodo se establezca completamente.
Es evidente que los GTO requieren valores de corrientes de encendido muy superiores a las
de otros miembros de la familia de los Tiristores. Pero por otra parte en los GTO, debido a la
elevada segmentación de cátodo, la conducción sobre la totalidad del área de cátodo se
45
46. produce dentro de unos pocos microsegundos en oposición al orden de los milisegundos
requeridos por los Tiristores convencionales. Este efecto que implica un elevado tiempo de
propagación, eleva las pérdidas de encendido y limita los valores permitidos de di/dt no se
encuentra presente en los GTO.
11.4.2.- Conducción
Para asegurar el correcto funcionamiento del GTO en el período de conducción, y que no se
produzca una apagado indeseado, debe aplicarse durante todo este período, y en en forma
permanente, una corriente directa de gate. Valor de corriente que debe incrementarsde si se
prevé la ocurrencia de amplias variaciones negativas en la di/dt. El valor de IG puede
reducirse una vez que el dispositivo se ha calentado.
11.4.3.- Apagado
La performance de apagado de un GTO se encuentra muy influenciada por las
características del circuito de gate utilizado a este efecto. En consecuencia, especial
cuidado debe tenerse en aparear las características del circuito a las del dispositivo. A
continuación se indican en la figura 11.4 los principales parámetros de apagado:
Figura 11.4
Durante el período inicial, la carga de gate QGQ debe ser eliminada. Esta carga es una
función del dispositivo y se encuentra solo marginalmente influida por el circuito exterior por
lo que su duración se encuentra determinada por el valor de la diGQ/dt. Este valor queda
determinado por el valor de la inductancia presente en el circuito de apagado y debe
controlarse para mantenerlo dentro de los valores fijados por el fabricante.
Otros parámetros asociados con este primer período de apagado son el pico que alcanza la
corriente inversa de gate IGQ y el tiempo de almacenamiento ts o tGQ. Estos valores sí son
afectados por el circuito exterior. Para valores bajos de la resistencia equivalente serie del
circuito de gate, se obtienen gráficas como las indicadas en trazo lleno el la figura 11.5. Al
incrementarse el valor de la resistencia se obtienen las correspondientes a las líneas de
trazos. QGQ se mantiene prácticamente inalterado.
46
47. Figura 11.5
Una vez finalizado el proceso anterior, a pesar que la corriente de cátodo se ha
interrumpido, continúa circulando una corriente de ánodo que se cierra a través del gate.
Esta corriente de terminación denominada de “tail”, decae luego exponencialmente a medida
que las cargas desaparecen por recombinación. Esta corriente circula con una ya elevada
tensión de ánodo por lo que las pérdidas pueden ser considerables. Solo cuando la corriente
de terminación ha desaparecido, el GTO recupera completamente sus capacidades de
bloqueo.
11.4.4.- Bloqueo
Durante el período de bloqueo, que como se expresó, comienza una vez desaparacida la
corriente de “tail”, se recomienda mantener el gate polarizado con una tensión inversa
superior a los 2 voltios para asegurar la máxima capacidad de bloqueo y protección frente a
dv/dt. Mínimamente debe mantenerse al gate vinculado con el cátodo mediante una
resistencia de bajo valor.
47
