Rapport d'alternance Ingénieur électronique Bruno BARTOLI 2011

Rapport du projet industriel ENSEA – ITI
Présenté dans le cadre de l’obtention du
Diplôme d’ingénieur ENSEA ITI spécialité électronique et Informatique Industrielle
Etude et Réalisation de la carte GPS
Pour le futur émetteur d’ondes vidéo (EXC3G)
Bruno BARTOLI, Cergy le 6 juin 2011
Ecole Nationale Supérieure
de l’Electronique et ses Applications
6, Avenue du Ponceau
95000 CERGY
Tuteur Pédagogique :
Mme. Sabouraud-Muller enseignante ENSEA
THOMSON Grass Valley France SA
DED Service Traitement Numérique
1, rue de l’Hautil
78702 Conflans-Sainte-Honorine
Tuteur Industriel :
M. Martineau ingénieur chef de projet R&D

Bruno BARTOLI – Projet industriel ENSEA-ITI / THOMSON GRASS VALLEY France SA 1 / 120
Confidentialité
Le sujet qui est traité au sein de ce document, bien qu’il ne soit pas classé sous secret défense, n’est
destiné qu’aux personnes devant statuer de son contenu. Le projet EXC-3G fait partie du programme
de modernisation des émetteurs de TNT au sein de THOMSON.
En effet nous parlons ici de quelques points essentiels des différents systèmes qui constituent ce
produit.
Merci de respecter cette requête.

Résumé
Dans le cadre du programme de l’EXC-3G (exciter de 3ème
génération) qui vise à être compatible avec
tous les nouveaux standards d’émission d’ondes TV du type DVB-T2, ISDB-T ou encore SBTVD-T, nous
avons pris en compte le paramètre écologique avec le souci permanent d’économie d’énergie. Ce
projet est aussi une avancée technologique sur le plan de la miniaturisation et de la transformation
d’un certain nombre de fonctions analogiques en numériques.
Je suis intégré au sein du service transmission Radio & TV basé à Conflans sainte Honorine (78)
depuis septembre 2008. Tous mes travaux jusqu’à lors ont été orientés sur ce projet. J’ai développé
du code VHDL pour faire du calcul complexe sans avoir besoin d’un microcontrôleur embarqué dans
le FPGA, j’ai aussi établie les schémas électriques de deux cartes qui intègrent la plateforme EXC-3G.
Le travail effectué pour le projet industriel de l’ENSEA porte sur l’étude et le développement d’une
carte dans son intégralité ; de la rédaction de son cahier des charges en passant par le découpage
fonctionnel pour aboutir au schéma électrique puis son lancement en production, le développement
de tout le code VHDL nécessaire au pilotage de celle-ci et l’élaboration d’une interface java pour la
piloter via un port USB par un ordinateur. Cette carte, intitulée « carte GPS », régie le bon
fonctionnement de toutes les autres présentes dans l’EXC-3G. C’est elle qui asservit les horloges qui
seront fournies à chaque carte de l’émetteur. Elle reçoit de l’extérieur un signal RF GPS qui, en étant
démodulé en interne fournira les signaux attendus.
L’avancée technologique des systèmes numériques intégrés a permis de réduire considérablement
l’encombrement et de simplifier la vision macroscopique sans pour autant réduire la complexité de
fonctionnement. Les composants reconfigurables permettent d’accélérer les temps de
développement du fait que l’architecture hardware peut être modifiée en temps réel via des
descriptions textuelles avec VHDL ou Verilog. Les FPGAs sont particulièrement efficaces pour
effectuer des traitements en parallèle et permettre ainsi une efficacité optimale des temps de
traitement. Comme une évidence, le nouveau système s’articule autour d’un composant
reconfigurable type FPGA pour condenser au sein d’un même circuit les fonctions à réaliser et
obtenir une souplesse de développement nécessaire à la validation d’un prototype.
Dans un premier temps, le travail fût de comprendre le fonctionnement de la carte GPS actuellement
en service sur tous les Sirius (exciter de 2ème
génération) ceci dans le but d’établir un premier
découpage fonctionnel du système à développer. Après cette première étude, la phase de
conception du prototype ainsi que la rédaction des spécifications techniques à respecter prennent
place. La conception comprend une étude fonctionnelle détaillée avec à l’appui une proposition de
l’architecture à mettre en place, une étude électrique pour la réalisation du schéma et de la
nomenclature, la mise en fabrication du circuit après validation, puis à la réception du circuit la phase
de testabilité. Ensuite, il y a le développement du code VHDL pour le FPGA et du code java pour l’IHM
afin de s’assurer de l’opérabilité de la carte. Enfin le développement de la partie PLL numérique en
VHDL à étudier sous MATLAB.

Abstract
In the EXC-3G program which aims at being compatible with the new TV waves broadcast standards
like DVB-T2, ISDB-T or SBTVD-T, we took into account the ecological parameter with the permanent
concern of energy saving. This project also makes headway with miniaturization and conversion of
some analogical function to numerical.
I am part of the RADIO AND TV transmission service based in Conflans Sainte Honorine ( 78 ) since
September, 2008. The entire job that I have done so far has been oriented on this project. I have
developed VHDL code to make complex calculation without needing an embarked microcontroller
into the FPGA. I have also established the electric plans of two electronic boards which integrate the
EXC-3G platform.
The work made for the ENSEA industrial project concerns the study and the development of a board
in its entirety. I have started to write down its specifications through the functional split to end with
the electric plan. Then, I have launched the production, the development of the entirely VHDL code
necessary for the piloting of this board and the elaboration of an interface that I made with Java to
pilot it via an USB port by a computer. This board, entitled "GPS board", governed the well-
functioning of all the others, located into the EXC-3G. This board controls the clocks which will be
provided to each board of the transmitter. It receives from outside a RF GPS signal which, by being
demodulated inside will supply the expected signals.
The technological headway of the integrated digital systems permitted to reduce considerably the
cluttering and simplify the macroscopic vision without reducing the complexity of functioning.
Reconfigurable components allow accelerating time of development by the fact that hardware
structures can be modified in real time via textual descriptions with VHDL or Verilog. FPGAs are
particularly effective to make parallel treatments and also allow an optimal efficiency of processing
times. As evidence, the new system hinges on a reconfigurable component of FPGA type to condense
within the same circuit the functions to realize and to obtain a flexibility of the development,
required for the validation of a prototype.
Firstly, the task was to understand the working of the GPS board which is currently in operation on all
Sirius (2nd generation exciter) with the aim of establishing a first functional split of the developing
system. After this primary study, the phase of conception of the prototype as well as the writing of
the technical specifications that must be respected takes place. The conception includes a detailed
functional study with the support of an architectural proposition that must be set up, an electric
study for the realization of the plan and the asset code, the production of the circuit after validation,
then after reception of the circuit, there is the phase of testability. Then, there is the development of
the VHDL code for the FPGA and the Java code for the IHM to make sure of the board operability.
Finally the development of the digital PLL part in VHDL studied under MATLAB.

Remerciements
Je tiens tout d’abord à remercier mon tuteur industriel Didier Martineau pour ses conseils, son aide
durant les différents projets que j’ai eu l’occasion d’aborder, et, sans qui je n’aurai pu effectuer mon
apprentissage au sein du groupe Thomson qui possède une excellente réputation internationale dans
le domaine des nouvelles technologies.
Je souhaite également remercier Daniel Artaud, Dominique Guillevic, Eric Faria, Gilles Quintin et
Olivier Mourand qui m’ont apporté une aide non négligeable tout au long de mon projet. Ensemble
nous avons pu démontrer tout notre savoir-faire, notre réactivité et notre professionnalisme. En
effet ce fut une expérience passionnante tant au niveau technique qu’humain, merci encore.
Enfin je remercie les employés de la société Thomson Grass Valley France SA basée à Conflans dans
leur ensemble et plus particulièrement Eric Lesueur , Hassan Bayan, Jean Pierre Abitbol, Jean Pierre
Michon, Olivier Dutaud, Luis Pinto et Marie-Claire Brosselard pour leur soutien au jour le jour et leur
bonne humeur malgré les moments difficiles. Je remercie aussi toute l’équipe de la production en
plateforme, avec qui j’ai passé ma première année d’alternance lors de ma deuxième année de DUT
et plus particulièrement Alain Liger (mon ancien tuteur) et Rodrigue Adin pour leurs conseils avisés et
le temps qu’ils m’ont accordé.

TABLE DES MATIERES
Résumé p.2
Abstract p.3
Remerciements p.4
Introduction p.7
I. Présentation de l’entreprise p.8
A. Présentation de l’entreprise p.9
B. THOMSON Grass Valley et la branche Transmission p.12
C. Service DED Radio & TV p.14
II. Contexte et présentation du projet p.16
A. Explications préliminaires p.17
B. Description d’un émetteur numérique p.19
1. Descriptions préliminaires p.19
2. Emetteur de base de haute technologie p.21
3. Maximisation du retour sur investissement p.21
4. Configuration p.22
C. Architecture global de l’Elite 1000 p.24
1. Les diagrammes blocks de l’Elite 1000 p.24
2. Vue d’ensemble structurelle p.26
3. Les interfaces externes de l’émetteur p.27
4. Chemins de l’électricité, du refroidissement liquide… p.28
5. La baie Elite 1000 p.30
6. La puissance de sortie et les fonctions d’optimisation d’efficacité p.30
7. Configuration des différentes gammes d’Elite 1000 p.32
D. Architecture détaillée de l’Elite 1000 p.34
1. Amplificateur de haute puissance avec alimentation intégrée… p.34
2. Unité de sécurité de carte de gestion de la baie p.41
3. Système couplé entièrement isolé p.46
E. Le Sirius (émetteur de base, autrement appelé EMB) p.49
1. Applications p.50
2. Description système p.50
F. Les défis de l’EXC3G p.56
1. EMB de l’EXC3G p.57
2. Description du projet p.58

III. Etudes et Réalisations p.61
A. Conception des différentes fonctions p.62
1. Elaboration de base des fonctions principales p.62
2. Choix des différents composants p.64
3. Fonction 10Mhz Input management p.67
4. Fonction Output management p.70
5. Fonction power Supply p.74
6. Fonction PLL p.76
B. Transformation des fonctions en circuits électroniques p.89
1. Power supply p.89
2. PLL p.91
3. Input management p.92
4. Output management p.93
C. Conception des parties VHDL et Java p.98
1. Conception de la partie VHDL p.98
2. Conception de la partie Java p.106
IV. Gestion du projet p.109
A. Processus de réalisation d’un circuit électronique p.110
B. Description des étapes du projet p.111
C. Les acteurs du projet p.112
D. Le diagramme de GANTT du projet p.113
E. Les coûts du projet p.114
Conclusion p.115
Bibliographie p.116
Glossaire p.117
Table des figures p.119

Introduction
Ce document porte sur le projet Industriel ENSEA ITI que l’on m’a confié au sein de la société
THOMSON GRASS VALLEY France SA, il s’articule de la manière suivante : une première partie décrit
le groupe THOMSON, son secteur d’activité, ses clients, ses entités, le service dans lequel je travaille
et un organigramme du service. La seconde partie présente le contexte dans lequel s’insère le projet.
Il est mentionné le fonctionnement d’un émetteur Elite 1000 et l’objectif du projet dans ses grandes
lignes. Une troisième partie détaille l’étude et la réalisation du projet, puis, une dernière partie porte
sur l’aspect managérial du projet.
Le projet que l’on m’a confié est de concevoir une carte électronique permettant de délivrer
à l’ensemble d’un émetteur les fréquences caractéristiques dont il a besoin pour assurer un
fonctionnement opérationnel. Cette carte s’insère dans le projet EXC-3G. Ce projet est un nouvel
émetteur de base qui traite les signaux vidéo qui lui sont procurés sous format MPEG dans un flux
ASI. Ce système comportera une carte d’interface (le prototype en question), une alimentation
spécifique et une carte fond de panier qui se situera à l’arrière du rack pour récupérer les signaux des
différents sous-ensembles de l’émetteur (dont la carte GPS).
Le prototype met en avant un bon nombre de connaissances techniques concernant la
réalisation complète d’une carte électronique, alimentation, acquisition de signaux analogiques,
conversion numérique, circuits intégrés, traitement de signal, modélisation d’architecture numérique
en VHDL, élaboration d’une IHM en Java qui fonctionne sur Windows et Linux, testabilité, achats de
composants, nomenclature et encore bien d’autres.

PARTIE I
Présentation de l’entreprise

I.A. Présentation de l’entreprise
Thomson est le premier fournisseur mondial de solutions pour la création, la gestion, la diffusion et
l’accès de contenu vidéo à l’intention des industries des communications, des médias et du
divertissement.
Fig.1 : Activités du groupe Thomson
Principaux Clients
Les principaux clients sont les studios de cinéma, les diffuseurs de chaînes de télévision, les
opérateurs de réseau, et un éventail de plus en plus large d’utilisateurs professionnels de la vidéo.
▪ Opérateurs de réseau (câble, télécom satellite, Internet)
▪ Diffuseurs professionnels (chaines de télévision)
▪ Groupe de médias (Studio de cinéma et production vidéo)
▪ Utilisateurs innovants de vidéos (distributeurs, annonceurs, éditeurs de jeux, entreprises)
Fig.2 : Principaux Clients du groupe

Répartition Géographique et dates importantes
Le siège social du groupe Thomson est situé en France à Boulogne Billancourt, l’histoire du groupe
est résumée en quelques points :
▪ 1883: Elihu Thomson et Edwin Houston s’associent pour créer une importante société
d’électricité : la Thomson-Houston Electric Corporation, basée aux Etats-Unis.
▪ 1892 : la fusion de Thomson-Houston et Edison General Electric Company donne naissance
à General Electric.
▪ 1893 : création de la Compagnie Française Thomson-Houston (CFTH), chargée d'exploiter
en France les brevets de la Thomson-Houston Electric Corporation dans le domaine alors
émergeant de la production et du transport de l'électricité.
▪ 1919 : création de Radio Corporation of America (RCA) et, en France, de la Compagnie
générale de la télégraphie sans fil (CSF).
▪ 1955 : la CFTH devient française, puis change de nom en 1966 pour devenir Thomson-Brandt,
suite à sa fusion avec la compagnie Hotchkiss-Brandt.
▪ 1967 : Thomson-Brandt fusionne avec CSF. Le groupe sera baptisé Thomson-CSF en 1968.
Puis Thomson-CSF prendra le contrôle des sociétés téléphones Ericsson et LMT.
▪ 1982 : Thomson-Brandt et Thomson-CSF sont nationalisés par le gouvernement français.
▪ 1983 : les deux entreprises sont regroupées sous le nom de Thomson SA.
À cette époque, le groupe s'organise autour de deux pôles :
➢ Le pôle orienté électronique grand public, qui deviendra Thomson Consumer Electronic
Company (TCE) en 1987 (rebaptisé Thomson Multimedia en 1995), sera dissocié du
groupe en 1999 et rebaptisé simplement Thomson en 2002.
➢ Thomson CSF, spécialisé dans l'électronique professionnelle à vocation essentiellement
militaire.
▪ 1999 : Ouverture du capital de Thomson Multimedia.
▪ 2000 : Thomson-CSF devient Thales.
▪ 2009 : Certaines analyses font état d'un possible dépôt de bilan.
▪ 2010 : Thomson devient Technicolor sans changement de la gouvernance d'entreprise.
Fig.3 : Répartition géographique du groupe Thomson dans le monde

Organisation du groupe
Fig. 4: Organisation du groupe Thomson
Technicolor Business Group
Technicolor gère des réseaux vidéo pour le compte de ses clients et figure parmi les leaders
mondiaux pour les services aux contenus physiques ou électroniques. Cette division offre une large
gamme de services : gestion de réseaux vidéo, postproduction (y compris les effets spéciaux) gestion
de réseaux vidéo sur les points de ventes et services pour film et DVD.
Thomson Grass®Valley Business Group
Thomson Grass®Valley fournit et intègre des systèmes et des solutions dédiés à la vidéo. Elle joue
ainsi un rôle stratégique aux deux extrémités du réseau de diffusion : d’un côté, en aidant les
diffuseurs (chaînes de télévision) et les opérateurs réseaux à distribuer leur contenu vidéo, de l’autre
en fournissant aux opérateurs les produits d’accès dont les consommateurs ont besoin pour accéder
à ces contenus, à tout moment et en tout lieu.
Technologie Business Group
"Technologie" développe des technologies vidéo et les monétises à travers des licences et des
logiciels tout en anticipant les futures normes d’une industrie en constante évolution. Avec sept
centres de recherche dans le monde, et plus de 50 000 brevets, ses activités couvrent de nombreux
domaines : la compression audio et vidéo, les solutions de protection du contenu, la diffusion de
vidéos sur les réseaux IP (Internet Protocol) et sur mobiles, le traitement, le stockage ainsi que la
production de l’image, les systèmes de gestion du contenu, etc.
Finance & Corporate
& Securities Law
Human Ressources,
Diversity & Internal Comm.
Business Operations &
Legal Operations
Strategy, Technology
& Marketing
CEO
BOARD
Technicolor
Thomson Grass Valley
Technology
Support Functions Business Groups
Frédéric Rose

Marques Commerciales du groupe Thomson
Fig.5 : Marques Commerciales du groupe Thomson
Technicolor : Leader mondial dans les services aux médias ainsi qu'aux fournisseurs de contenu
Grass®Valley : Leader mondial dans les solutions de Broadcasting professionnel
Screenvision : leader dans la publicité au cinéma
PRN : Leader mondial dans la conception d’architecture réseau pour les grandes surfaces
RCA : Constructeur nord américain d’appareil électronique grand public
I.B. Thomson Grass Valley et la branche Transmission
Lorsque vous regardez les informations, le sport ou encore des programmes de divertissement, que
ce soit sur le web, la télévision ou votre téléphone vous regardez Grass Valley en action.
L’entité Grass Valley se place au premier rang
mondial des fournisseurs de solutions
professionnelles dans le secteur du
Broadcasting. Cette entité est riche de plus de
3000 clients à travers le monde, ainsi que des
dizaines de milliers d’utilisateurs
professionnels générant du contenu à partir
des outils et des services de Grass Valley.
Depuis plus de 50 ans, elle a été et continue
d’être à la pointe de l’innovation sur la
diffusion avec la création de produits les plus
accomplis sur le marché. Au fur et à mesure
des années, Grass Valley a su se doter de
l’expérience des plus grands fabricants de
solution vidéo en faisant l’acquisition de
sociétés réputées dans le domaine aux quatre
coins du monde.
Avec des centaines de brevets (multiples
récompenses aux Emmy®Awards), Grass
Valley est le constructeur le plus innovateur et
productif du matériel vidéo et le plus grand
fournisseur de solutions de cette industrie.
Fig.6 : Organisation de l’entité Grass Valley
BROADCAST
TRANSMISSION
DISTRIBUTION
VIDEO Pro
Thomson Grass Valley
Jeff ROSICA

Branche Transmission
Je travaille actuellement dans la branche transmission de la société Thomson Grass Valley, qui
appartient au groupe Thomson devenu Technicolor depuis peu. Dans cette partie nous allons décrire
rapidement les principales caractéristiques de la branche transmission, notamment sa répartition
géographique, ses produits en quelques lignes, puis, nous descendrons au sein du service dans lequel
j’effectue mon apprentissage : Le service DED radio and TV.
Répartition Géographique et produits
Les activités de la branche transmission de Thomson Grass Valley sont effectuées par quatre unités
dénombrant près de 800 personnes basées en France, aux Etats-Unis, en Allemagne et en Suisse.
Fig.7 : Répartition des activités de la branche transmission
Gamme de produits
TV Transmission
Emetteurs numériques acceptant les standards de diffusion : DVB-T, DVB-H, ATSC
Emetteurs analogiques
Radio Transmission
Emetteurs Ondes Courtes avec une puissance pouvant atteindre 500kW (civil)
Emetteurs Ondes Moyennes et Ondes longues pouvant émettre à 1200kW (civil)
Emetteur numérique DRM/DAB (civil)
Emetteur VLF/LF (militaire)
TV
ATSC
ATSC-MH
Southwick MA
USA
TV & Radio
TV|DVB-T | DVB-H
DAB|DRM|AM
SW|LW|MW|VLF
Conflans
France
Radio
SW|MW|LW
Scientific Industrial
Turgi
Switzerland
Radio
Antennas
Masts
SW|LW|MW
Schifferstadt
Germany

Antennas & Masts
Antennes Rotatives pour émetteur Radio SW/MW
Antennes Directives pour émetteur Radio SW/MW
Scientific Industrial Applications
Applications liées au traitement des Cancers
Applications pour le CERN
Applications liées à la recherche
I.C Service DED radio and TV
Le Département d’Etudes et Développement Radio and TV est dirigé par M. Bureau qui est à la tête
de 49 personnes, parmi lesquelles nous retrouvons en grande partie des ingénieurs de
développement dans les cinq services détaillés ci-dessous. Un organigramme de ce service est
proposé à la page suivante.
Ce service met en œuvre toutes les techniques actuelles pour réaliser des émetteurs TV et radio de
dernière génération. Pour satisfaire une demande plus en plus forte de la qualité d’image et une
demande croissante du nombre de canaux, l’équipe de ce service suit les nouveaux standards de
diffusion comme, DVB-T pour la TV et DAB pour la radio afin de concevoir et installer des nouvelles
stations d’émissions.
Service Traitement Numérique :
Développement des modulateurs et des systèmes de gestion entre autres. Ils s’occupent de tout ce
qui à trait aux éléments numériques des émetteurs.
Service Développement logiciel :
Ils développent les logiciels qui assurent la gestion des émetteurs.
Service Intégration TX :
Les ingénieurs de ce service réalisent l’intégration des sous-ensembles des émetteurs, ils conçoivent
également les amplificateurs et les alimentations pour les émetteurs.
Service Développement :
Essentiellement constitué de techniciens ce service s’occupe principalement de la réalisation des
PCB, de la conception des parties mécaniques et du développement des interconnexions électriques.
Service TEST :
Les membres de cette équipe développent des bancs de tests automatiques et opèrent la vérification
des produits développés au sein du service DED radio & TV.

FIG.8 Organigramme du service

PARTIE II
Contexte et présentation du projet

II.A Explications préliminaires
Afin de comprendre la fonction d’un émetteur numérique, il faut le localiser dans la chaîne de
l’image. Nous pouvons voir dans le schéma ci-dessous les différentes étapes du studio
d’enregistrement à la télévision du particulier :
Avant d’arriver dans le démodulateur de nos télévisions, le signal utilisé pour transporter l’image et
le son, passe par différentes étapes où il est transformé par différents moyens. On peut les
décomposer en 4 étapes.
La collecte
La vidéo et l’audio proviennent directement des studios. Les programmes sont collectés sous forme
numérique et encodés en MPEG. Tous les programmes sont regroupés pour être envoyés aux têtes
de réseau. Comme nous pouvons le voir sur la figure 9, il y a une première collecte au niveau national
puis une seconde au niveau régional.
Fig.9 : Chaine de l’image numérique

Les têtes de Réseau
Les têtes de réseau se chargent du multiplexage fréquentiel.
Cette technique est utilisée pour pouvoir émettre jusqu’à 6 programmes dans un même canal.
Cela permet d’augmenter la capacité des bandes de fréquence utilisées (VHF et UHF).
Nous utilisons deux techniques : Le SFN ou MFN. Si deux émetteurs sont proches l’un de l’autre ils
peuvent émettre sur la même fréquence comprenant plusieurs programmes, ici c’est le SFN qui sera
utilisé. On utilisera le MFN quand les émetteurs n’émettent pas sur la même fréquence.
Le transport entre les têtes de réseau peut se faire soit par câble soit par satellite.
La diffusion hertzienne
C’est à ce moment-là que les émetteurs interviennent.
Pour la diffusion numérique, on utilise les signaux encodés en MPEG2 et MPEG4 pour les
programmes payants. La couche physique de transport est l’ASI.
Sachant que THOMSON est une multinationale et que 80% des émetteurs sont exportés, il a fallu
s’adapter aux différents standards de diffusion numérique mis en place sur chaque continent.
La réception
La TNT peut être reçue par tout le monde à la seule condition de se trouver dans les zones couvertes.
Nul besoin de changer de télévision. Il faut uniquement s’équiper d’un décodeur TNT. A contrario de
la télévision analogique, une sensibilité du récepteur insuffisante ne permet pas de recevoir les
services (image+ son…), dans ce cas, un changement d’antenne avec un gain plus important est
nécessaire. On aura une réception de qualité constante mais il n’y a pas d’entre deux, c’est du tout
ou rien.

II.B Description d’un émetteur numérique
II.B.1 Descriptions préliminaires
Les émetteurs de la famille « Elite » ont été développés par l’entité Thomson il y a maintenant 30
ans. Actuellement c’est la 2ème
génération qui est en service. Ils ont été conçus pour répondre
spécifiquement aux exigences de la TV numérique de la télévision mobile, avec les deux principaux
objectifs suivant :
Correspondre aux critères de fiabilité, de maniabilité et d’économie que posent les
diffuseurs.
Fournir des solutions à jour qui seront à l’épreuve des évolutions de la télé numérique et
mobile.
Cette gamme d’émetteur fournit un large choix d’options en termes de fréquences de sortie (de la
bande UHF à VHF) et en puissance émise (de 125 W rms à 16.5 kW rms en DVB-T/H).
L’Elite 1000 est la famille d’émetteur qui dispose de la puissance de sortie la plus élevée tout
en conservant une efficacité et un rendement inégalable.
L’Elite 100 est la solution parfaite pour diffuser dans les endroits où son grand frère n’a pas
accès, ces deux solutions sont complémentaires.
Ces deux familles ont une structure adapté à leur puissance de sortie et ont été conçues pour :
Emettre un signal numérique, pour la TNT.
Etre compatible avec les modules d’amplification.
Avoir une interface homme-machine belle et intuitive.
Permettre un contrôle et une maintenance à distance.
Le fait que nos émetteurs répondent à tous ces critères, en particulier l’usage du même émetteur de
base que nous soyons en Elite 1000 ou en Elite 100, fournit un support très professionnel et réduit
les coûts considérablement, ce qui plait à nos clients.
Les points clefs du design
Les deux familles d’émetteurs ont été optimisées et sont des solutions cohérentes pour la diffusion
d’ondes TNT avec des puissances de sortie allant de 125 W à plus de 16.5kW rms (DVT-H),
exactement :
1.5 kW rms à 16.5 kW rms pour un signal de sortie en DVB-T.

1.80 kW rms à 20 kW rms pour un signal de sortie en ATSC.
Disponibilité de service (dans la chaîne de RF, aucun point critique n’est seul, système de commande
non-critique, sous-entendu il y a plusieurs alternatives de passage du signal en cas de panne interne).
Réduction de la taille (l'émetteur à grande puissance le plus compact sur le marché : 600mm x
1200mm pour 6kW rms).
Des options de redondance (simple drive, dual drive, passive Reserve et le système N+1 redundancy)
Économies sur les coûts d'opération :
Les capacités d'optimisation intégrées peuvent fournir une efficacité supplémentaire de 20%
L'accès simple à tous les modules avec le souci permanent de faciliter la maintenance. Le
temps d’accès à tous les modules est bien inférieur aux 15 minutes stipulées dans procès-
verbal.
Modules de poids légers avec amplificateurs et connecteurs changeables lorsque l’émetteur
est en fonctionnement.
Chaque pièce de l’émetteur est changeable.
Contrôle à haute performance et Contrôle de Système, une mise à jour logicielle à distance
est incorporée (SNMP ou serveur Web), pour un diagnostic en profondeur.
Un émetteur constitué à partir de technologies de pointe.
Précorrection automatique numérique pour la non-linéarité des amplificateurs.
Égaliseur linéaire automatique pour les altérations linéaires.
Le contrôle de gain automatique optimisant la puissance de sortie dans tous les cas de
figures.
Ajustement numérique de la phase et du gain à tous les étages d’amplification.
Pour la famille d’émetteur Elite 100 à refroidissement à air, la puissance de sortie varie entre 125 W
rms à 1.2 kW rms pour un signal de sortie DVB-T:
Amplificateur et alimentation simple et robuste, menant à un coût de maintenance réduit.
Un émetteur de base de haute performance commun à toutes les familles d’émetteurs.
flexibilité du système de refroidissement, refroidissement par circulation d'air standard ou
haute qualité( soit un gros ventilateur qui souffle par le haut sur toute la baie, soit un
système beaucoup plus raffiné avec un chemin tracé dans chaque composant de l’émetteur
pour extraire l’air chaud tout en laissant place à l’air froid).
II.B.2 Émetteur de base de haute technologie :

FIG.10 : Sirius avec un écran lcd en façade
L'élite est une solution "de haute technologie" éprouvée pour la TV Numérique et la TV Mobile.
Ces émetteurs sont la plate-forme ouverte qui supporte actuellement les standards DVB-T, DVB-H,
ATSC et MediaFlo ™.
Toutes les familles d'Elite peuvent fonctionner avec notre troisième génération d’émetteur de base,
développé pour assurer une migration facile vers n'importe quels standards de TV fixe ou mobile, en
voici les caractéristiques :
Précorrections linéaires et non-linéaires automatiques.
Logiciel incorporé évolutif à distance (via réseaux informatiques).
Insertion d’une cellule id, informations TPS spécifiques.
Modulation hiérarchique et non-hiérarchique.
Double entrée ASI avec capacité de commutation sans coupure.
Adaptation de TEB.
Indication de mesure de qualité intégrée et alarme.
Réglage extrêmement précis de la puissance de sortie
II.B.3 Maximisation du retour sur Investissement :
Le Retour sur l'Investissement est maximisé grâce à:
Haute efficacité
En plus des hautes performances de base des modules Elites, les propriétés optiphase et optigain
sont des solutions de maintien optimales d’une puissance de sortie RF pour Elite 1000 avec un
minimum d’entretient ce qui rend possible un meilleur retour sur investissement.
Baisser des coûts de maintenance directs
Pour réduire des coûts de fonctionnement et réduire ainsi le coût total de l’émetteur à son
propriétaire, les procédures de maintenance pour la gamme Elite ont été simplifiées, une personne
peut rapidement remplacer un module et rendre l'émetteur fonctionnel sans besoin de hautes
compétences techniques d'autres que la formation spécifique aux tâches simples qui s’effectue sur
moins de 2 jours. Les amplificateurs, l'alimentation, les connecteurs et les charges sont tous
remplaçable sur site en moins de 15 minutes (procès-verbal) et échangeable émetteur en
fonctionnement avec aucune nécessité de réglage d'accord.
Baisser des coûts de maintenance indirects

Chaque émetteur est livré avec un serveur Web incorporé ou avec le support de protocole SNMP,
permettant immédiatement d’identifier le statut de l'émetteur et l'emplacement précis d'une faute.
Il est aussi recevoir ces informations via e-mail, SMS et téléphone (équipement supplémentaire
facultatif).
Cohérence avec la famille Elite
La formation et des pièces de rechange similaires à toute la famille d'Elite apportent des économies
supplémentaires.
II.B.4 Configuration :
Les Élite 100 et 1000 couvrent la gamme de puissance de 125 W rms à 16.5 kW rms selon les
configurations suivantes :
FIG.11 : Configuration des Elites en fonction de la puissance de sortie

Configuration Elite 100
FIG.12 : Configuration de la gamme Elite 100
La gamme élite 100 existe sous deux formats, soit extraction d’air standard, soit haute qualité
comme précisé précédemment, pour répondre au besoin des différents diffuseurs.
Configuration Elite 1000
FIG.13 : Configuration de la gamme Elite 1000
La gamme Elite 1000 est produite exclusivement avec un système liquide d’extraction de chaleur, ce
qui fournit de hautes performances pour une consommation restreinte.

II.C Architecture global de l’Elite 1000
II.C.1 Les diagrammes blocks de l’Elite 1000
Un Elite 1000 est conçu pour respecter des valeurs spécifiques de puissance de sortie, il est construit
d'un jeu de modules qui font de lui un système complet. Cette standardisation apporte des
avantages quand plusieurs émetteurs différents de la même gamme sont en fonctionnement les uns
à côté des autres :
* Le personnel de maintenance qui est devenu expérimenté sur un émetteur peut facilement
apprendre des procédures de maintenance pour un autre émetteur Elite.
* Il y a une diminution du nombre de pièces de rechange différentes car la conception a été pensée
dans le but d’avoir un maximum de composants communs pour éviter des problèmes
d’approvisionnements engendrés par une obsolescence précoce de telle ou telle partie.
Fig.14 : Les composants constituant la gamme Elite 1000

Fig.15 : Diagramme block du système Elite

Architecture de l’Elite 1000 :
II.C.2 Vue d’ensemble structurelle
Les connections directes (de type bus) réduisent
considérablement le nombre de câbles et de pipelines
à l’intérieur de la baie.
L’Elite 1000 fait 600mm de large, 1200mm de
profondeur et 2050mm de haut.
Un seul émetteur peut sortir une puissance de 6 kW
rms (DVB-T/H) (on peut atteindre les 20kW avec le pic
de synchro), pour obtenir une puissance d’émission
supérieure il suffit d’associer une autre baie.
Sa conception réfléchie permet un accès simple à
chaque composant.
Les modules sont facilement manipulables.
Toutes les gammes d’émetteurs sont constituées des
mêmes composants.
La plupart de ces composants sont remplaçable
émetteur en marche.
Le caisson de gestion se trouve dans la partie haute de
la baie.
Le système de refroidissement liquide est bien
sécurisé, il dispose d’une pompe externe à la baie,
pour éviter tout court-circuit.
Un flux d’air frais minimum est maintenu au sein de la
baie pour éviter tout problème d’air chaud stagnant.
L’air qui circule à l’intérieur est évidement filtré pour
éviter encore une fois tout problème de court-circuit.
Une baie Elite 1000 comprend :
- Un ou deux Sirius
- Un caisson de gestion et de sécurité
- Une carte mère qui peut gérer jusqu’à 12
amplificateurs.
- Un additionneur de sortie capable d’additionner
les puissances de sorties de 12 amplis maximums.
- Une charge de balance, qui vise à évacuer la
puissance qui reviendrait de l’antenne en cas de
mauvaise adaptation du système.
- Une alimentation haute puissance.
- Une baie qui puisse accueillir en son sein tous ces composants.
Fig.16 : Baie Elite 1000, refroidissement liquide

II.C.3 Les interfaces externes de l’émetteur
L’alimentation :
Les trois phases sont présentes, le neutre et la masse entrent dans l’émetteur via le haut ou
le bas de la baie. Ils sont ensuite connectés aux alimentations de chaque ampli.
Il existe cependant une option qui consiste à alimenter le reste de l’émetteur par un courant
monophasé complètement indépendant du triphasé qui alimente les amplis. Est présent un
capteur de sécurité qui protège les utilisateurs et qui les informe que le monophasé est
encore en activité même si le triphasé est éteint.
Une alimentation par bus barre permet d’alimenter l’ensemble des amplis.
Contrôle à distance :
L’Elite 1000 est équipé de base d’un serveur WEB et d’un agent SNMP pour le contrôle à
distance utilisant l’Ethernet via un connecteur RJ45 femelle.
Récepteur GPS :
Un récepteur GPS peut être installé sur l’émetteur, il permet de fournir un 10 Mhz et un 1
PPS. On peut aussi brancher un récepteur GPS dit externe, par exemple lorsque sur un site
d’émission plusieurs baies sont toutes reliées au même récepteur GPS.
Système de réserve :
Les connecteurs du toit de la baie sont utilisés pour le management et les interfaces de
sécurité pour le passive réserve et le N+1.
Les points de contrôle :
Pour être sûr de la puissance à chaque endroit critique du chemin du signal avant sa sortie
sur l’antenne, des capteurs sont positionnés, sur la sortie du Sirius et sur celles de chacun des
amplis. Pour les émetteurs multi-baies tous ces signaux sont rapportés sur la baie principale
par les connectiques du dessus.
Les systèmes de refroidissement :
Les connecteurs du refroidissement liquide sont situés sur le toit de la baie. L’émetteur a
cependant une entrée d’air filtrée dans sa partie basse, Les ventilateurs soufflent dans
l’intégralité de la baie et l’air chaud est extrait par la partie haute.
La sortie RF :
On trouve sur le toit un échantillon RF en sortie de l’additionneur (d’amplificateurs), ce
même échantillon est fourni au Sirius pour les réglages NLC. Un autre prélèvement est
effectué en sortie du filtre de canal, avant antenne, il est seulement distribué au Sirius pour
les corrections linéaires (ALE).

II.C.4 Chemins de l’électricité, du refroidissement liquide, des signaux de contrôle et RF
L’Elite 1000 détient un système solide de distribution de signaux, que ce soit électrique ou liquide. La
connectique dite « directe » et la distribution en bus réduit considérablement le câblage et rend
l’équipement plus fiable. Chaque composant constituant le système de refroidissement liquide a été
choisi pour sa durabilité et sa fiabilité à long terme dans des conditions extrêmes.
Fig.17 : Systèmes de distribution de l’Elite 1000

La distribution électrique :
L’électricité extérieure arrive sur les disjoncteurs principaux de la baie (situées à ses pieds). Après
ceux-ci, les trois phases sont distribuées sur le bus-bar pour alimenter les amplis. Chacun d’eux a son
propre disjoncteur. Tout autre équipement, tels que les Sirius et le caisson de gestion sont alimentés
par une seule phase et possèdent aussi leur propre disjoncteur. Comme précisé auparavant, pour le
monophasé, soit nous le prenons sur une des 3 phases utilisées pour les amplis, soit un nous prenons
un 220V sécurisé par onduleur. Le but de laisser la partie intelligente toujours sous tension même
lors de coupures électrique, est que le temps de remise en service du signal ne soit que de 5
secondes au lieu de 15 minutes.
La distribution pour le système de refroidissement :
Constitué d’une pompe externe avec un réservoir et d’un ventilateur pour extraire l’air chaud, toute
la connectique se situe sur le haut de la baie. L’ensemble est contrôlé par le système de gestion de
l’émetteur.
Le ventilateur souffle depuis le bas de la baie pour évacuer l’air chaud par le haut. Des capteurs de
températures sont présents dans l’ensemble pour contrôler la vitesse du ventilateur. Des
thermostats sont aussi intégrés. Dans un cas comme dans l’autre, si la température devient critique,
la chaine de sécurité coupe l’alimentation des amplis jusqu'à ce que la température retrouve une
valeur normale.
Pour optimiser le temps de changement d’un ampli, Elite dispose de connecteurs automatiques. Il
suffit de clipser l’ampli pour que l’alimentation électrique et la distribution du liquide de
refroidissement soit en place, tel que :
Fig.18 : Systèmes de clips automatique de l’Elite 1000

La distribution des signaux de contrôle:
L’unité de gestion de l’émetteur est le circuit vers lequel sont dirigés tous les signaux de contrôle,
tant pour la gestion interne de l’équipement que pour donner des informations à l’utilisateur via le
panneau de contrôle en face avant.
Il y a deux bus de données principaux, un pour rassembler les données concernant les amplis et
l’autre pour la sécurité de l’émetteur et le contrôler des circuits internes (incluant la gestion des
autres baies en cas d’émetteurs multi-baies).
D’autres données sont collectées et transmissent au panneau de contrôle, telles que celles du Sirius,
de la pompe du liquide de refroidissement et toute la chaine de sécurité de la baie.
Entrées et sorties RF :
Le signal RF fournit par le Sirius est divisé pour entrer dans chaque ampli, il est ensuite, après
amplification, additionné avant d’être filtré puis émit par l’antenne.
II.C.5 La baie Elite 1000
L’Elite 1000 est conçu de manière solide et rigide en acier. Les panneaux extérieurs sont peints. La
structure interne est protégée par une couche de zinc/aluminium qui est plus coûteuse qu’une
simple galvanisation mais qui fournit une meilleure protection contre l’humidité.
II.C.6 La puissance de sortie et les fonctions d’optimisation d’efficacité
Elite possède plusieurs gammes de puissances de sorties, pour chacune sont disponibles des
fonctions d’optimisations via l’IHM en face avant. Ces fonctions « optiphases » fournissent le niveau
exactement attendu et une efficacité exemplaire grâce au(x) :
Réglage de la puissance de sortie de chaque ampli.
Réglage du gain et de la phase du signal de sortie de chaque baie, en système multi-baies.
Changement de tension d’alimentation des amplis pour un meilleur rendement.
Compensations des pertes occasionnées par les défauts d’amplis (contrôle automatique de
gain).
Système de réglage de gain et de phase en entrée de chaque ampli.

Le résultat de l’application de ces fonctions est un ajustement très précis de la puissance de sortie de
l’émetteur et de son adaptation pour un rendement beaucoup plus efficace tout en fournissant la
puissance et la fréquence exactes demandées.
II.C.6.1 Régulation de la puissance de sortie
Elite 1000 possède un algorithme pointu de régulation de puissance. Celui-ci peut pousser les amplis
à puiser dans leurs capacités de réserve. Cette fonction permet de continuer à sortir la puissance
requise même si un ampli est tombé en panne, le but étant que chaque ampli compense la perte de
puissance occasionné.
Description du processus :
L’algorithme de contrôle automatique de gain vérifie les tensions des sondes de chaque ampli et
celle après filtre. Le système prend en compte la tension la plus élevée pour s’asservir (la raison est
simple, si nous prenons sur la plus basse et que l’ampli s’y référant tombe en panne, le système
essayerait d’augmenter la puissance pour revenir à la consigne, ce qui détruirait tous les autres
amplis).
Ce système d’autorégulation a une limite, celle de la puissance maximale de sortie d’un seul ampli.
Par exemple pour un émetteur de capacité de puissance de sortie de 6 kW avec une puissance de
sortie exigée à 3.5kW, il est possible de compenser la perte de puissance occasionnée par un ampli
défectueux, mais si d’autres venaient à tomber en panne, le système sortira la puissance maximale
qu’il peut produire sans mettre en danger les autres amplis. Pour une sécurité supérieure,
l’opérateur peut exiger au maximum une puissance en sortie du Sirius de +2 dB par rapport à la
consigne.
La principale utilisation de cet algorithme est dans le cas où nous avons une grande marge de
puissance entre les caractéristiques de la baie et les exigences du client. Combiné avec un deuxième
Sirius, nous offrons une solution élégante et économique contre toute panne potentielle.
II.C.6.2 Fonctionnement avec un taux d’ondes stationnaires important
L’Elite 1000 peut fournir la puissance de sortie requise jusqu’à un taux d’ondes stationnaires de 1,5.
Si ce taux augmente, la puissance de sortie diminue proportionnellement. Cependant, pour des
raisons de sécurité, la puissance est coupée si l’émetteur réduit sa puissance de sortie en dessous de
6 dB.

II.C.7 Configuration des différentes gammes d’Elite 1000
* La puissance est calculée après filtre.
Description des différents types de configuration :
SD : Single drive, c’est la configuration de base, avec un seul Sirius dans la baie.
DD : Double drive, signifie que nous sommes en présence d’un émetteur avec deux Sirius et un
caisson de gestion dans la baie.
PR : Passive réserve, signifie que nous avons un duplicata exact de notre émetteur, ces deux ci
peuvent être en SD ou DD.
N+1 : C’est une configuration qui n’a lieux d’être que dans un environnement ou plusieurs émetteurs
sont en activités. Ici nous avons un seul émetteur de secours si l’un d’entre eux tombe en panne.
Voici les différentes configurations imagées :
Fig.19 : Configuration des différentes gammes d’Elite 1000
:
Fig.20 : Configuration double drive d’Elite 1000 :

Fig.21 : Configuration passive reserve d’Elite 1000 :
Fig.22 : Configuration N+1 d’Elite 1000 :

II.D Architecture détaillée de l’Elite 1000
II.D.1 Amplificateur de haute puissance avec alimentation intégrée et à
refroidissement liquide
Elite 1000, les points clés de son ampli :
Une conception établie autour du transistor LDMOS.
Petits circuits facilement remplaçables et pré accordés.
Un faible encombrement pour un poids léger.
Protection contre le ROS, la température, le court-circuit et la surtension.
Autodiagnostic et disjoncteur individuel en face avant.
Résiste à un taux d’onde stationnaire de 2,1.
Contrôle permanent via le bus CAN.
Une alimentation intégrée.
II.D.1.1 Amplificateur
L’émetteur Elite 1000 possède un très grand gain (63dB), grâce aux amplis large bande qui couvrent
toute la bande UHF pour l’analogique et le numérique. La puissance nominale d’un ampli est de 460
W rms en numérique (600 W rms pour l’ATSC) et 2 kW pour le pic de synchro analogique. L’ampli
Elite 1000 est le descendant direct de l’éprouvé et très fiable ampli UHF utilisé auparavant par
THOMSON dans les émetteurs analogiques. Cet ampli de dernière génération est plus efficace et
moins couteux que son grand frère, de plus chacun d’eux incorpore son propre système
d’alimentation.
Fig.23 : Ampli Elite 1000 :

L’ampli à haut gain de l’Elite 1000 fonctionne avec les transistors LDMOS qui sont utilisés pour une
amplification de classe AB. La linéarité inhérente à ces transistors et la précision du correcteur
numérique qui lui est associée fait de lui, le composant le plus performant et le plus précis du
marché. Chaque amplificateur a des systèmes de protection contre le ROS, la température, les
surtensions et les courts-circuits.
Les amplis sont facilement accessibles en face avant de la baie, ils peuvent être changés émetteur en
marche. Ces amplis sont plus petits et plus légers que ses concurrents.
Voici ses mesures :
Largeur : 480 mm
Profondeur : 770 mm
Hauteur : 2U, 90 mm
Poids : 24.4 kg
Ils sont montés sur des chariots à roulettes pour faciliter leur manipulation. Thomson peut fournir un
ascenseur pour amplis, il est facultatif mais permet de les insérer et de les enlever sans avoir à le
faire manuellement.
Fig.24 : Schéma-block de l’ampli Elite 1000 :

Les courants de chaque transistor, la puissance de sortie et toutes les alarmes qui sont placées sur
chaque ampli sont transmis au panneau de contrôle de l’émetteur et visibles sur l’écran de
configuration. Ce données sont aussi accessibles par la télécommande (la page web via le serveur
web et/ou SNMP).
II.D.1.2 Interchangeabilité
Pour tous les émetteurs de la gamme Elite 1000 chaque amplificateur peut être complètement
changé. Ainsi en cas de panne, on peut remplacer n’importe quel module sans être un expert. Les
pannes sont très bien expliquées sur le panneau de contrôle et il suffit d’outils simples pour procéder
aux échanges.
Les circuits RF actifs de l’ampli comprennent des plaquettes facilement interchangeables. Ces
palettes (amplificateur de base utilisant deux transistors en classe AB) sont des unités pré-alignées
individuelles et peuvent être remplacées sans inquiétude car cette opération ne nécessite aucun
réajustement de l’ampli après le changement de l’une d’entre elles.
Fig.25 : Vue de derrière de l’ampli Elite 1000 :

L’alimentation électrique de l’ampli peut être retirée facilement et remplacée aussi simplement que
les plaquettes. Les caractéristiques de cet amplificateur, en termes de facilité de changement de
chacun de ses blocks constituants, font que la maintenance journalière est devenue extrêmement
simple et à la portée de tout non-spécialiste qui aurait suivi une formation de seulement 2 jours.
Les sous-ensembles défectueux sont détectés par le
système de gestion. Le statut de chaque sous-ensemble
remplaçable de l'émetteur peut être affiché sur le
panneau de configuration d'émetteur et peut être
contrôlé via les pages Web et/ou SNMP.
Les amplis ont des LEDs en face avant qui facilitent la
recherche de pannes.
Des points de tests sont facilement accessibles sur
chaque point clés de l’ampli. Ils permettent le contrôle
RF et aussi de vérifier le bon fonctionnement de chaque
module.
Les amplis ont trois différentes LEDs de statuts, tels que :
La LED verte (READY) signifie qu’il n’y a aucun défaut apparent.
La LED orange (Alarme) signifie qu’il y a un défaut de maximum 3 transistors et/ou un
ventilateur. Dans ce cas l’ampli sort toujours la puissance.
La LED rouge (Défaut), l’ampli est arrêté, cela signifie qu’il y a soit :
- Un défaut d’alimentation - Pas de signal d’entrée.
- Une température trop élevée - 4 ou plus de transistors défectueux.
Fig.26 : Plaquette basique de l’ampli Elite 1000 :
Fig.27 : LEDs de l’ampli Elite 1000 :

II.D.1.3 L’alimentation électrique intégrée
L’alimentation électrique intégrée de l’ampli est alimentée par les trois phases qui arrivent du bus-
bar. La connexion à ses trois phases se fait lorsqu’on enfiche l’ampli dans la baie.
Dans la configuration mécanique de la baie, la broche de masse est la plus longue car c’est elle qui
doit être branchée en premier, pour éviter tout problème de court-circuit et surtout d’électrisation
des utilisateurs. Même si les disjoncteurs sont présents et actifs, si la masse n’est pas branchée, ils ne
se déclencheront pas.
Cette alimentation intégrée est donc alimentée en triphasée et produit un courant maximum de 165
A à une tension de sortie entre 26 V et 32 V, programmable par pas de 0.5 V. Elle produit aussi une
tension auxiliaire de 5V, majoritairement pour ses circuits logiques.
On peut interfacer tous les types de réseaux triphasés à cette alimentation, c'est-à-dire de 323 V à
538 V et de 47 Hz à 63 Hz. Elle contient aussi un correcteur du facteur de puissance intégré.
Thomson commercialise aussi une version plus réduite, elle fonctionne sur des tensions de 176 V à
276 V et sur la même plage de fréquences (47 Hz à 63 Hz).Dans cette version, un deuxième
correcteur du facteur de puissance est connecté en parallèle au premier. Cette version réduite est
équipée d’un détrompeur qui empêche de l’insérer dans un émetteur à haute tension, pour éviter de
l’endommager.
Petit rappel du facteur de puissance :
Depuis 2001, les standards européens et japonais notamment (IEC1000-3-2) imposent que tous les
nouveaux appareils consommant plus de 75 W doivent comporter une correction du facteur de
puissance pour respecter l'environnement. Ces standards imposent des limites sur le niveau des
courants harmoniques engendrés par un système électrique à son entrée, et plus particulièrement
pour des appareils de classe D (< 600 W) dont les ordinateurs font partis. Ces règles sont très strictes
et les seuils à ne pas dépasser sont définis jusqu'à l'harmonique de rang 39, c'est à dire assez loin
dans la décomposition des signaux (FFT).
Pour satisfaire la norme, il suffit d'être sous les seuils autorisés pour chaque harmonique. Voici par
exemple 3 alimentations de 250 W qui ont été comparées à ce niveau d'exigence :
Fig.28 : Courbes du facteur de puissance

Sans PFC, quasiment tous les courants harmoniques des rangs 3 à 23 dépassent le seuil.
L’alimentation ne sera pas conforme à la norme et ne pourra pas être vendue en Europe. Pour le PFC
passif, l'harmonique 3 est juste sur le seuil demandé, ce qui est suffisant . Pour le PFC actif, il n'y a
aucun problème non plus car tout est très atténué. Nous remarquons que même avec un PFC actif, le
signal contient encore des harmoniques qui déforment le courant car la correction n'est pas parfaite.
Cependant, le taux de distorsion est si faible que l'allure du courant est relativement proche de la
perfection et le facteur de puissance sera proche de 1 (0,99).
Un PFC est donc utilisé comme un système de compensation dans des applications où la tension et le
courant tiré du réseau sont déphasés et/ou déformés.
En ce qui concerne la conception de l’alimentation de l’ampli Elite 1000, c’est un savant mélange
entre la réponse aux exigences électriques et à celles d’un prix bas, ce qui fait d’elle une alimentation
de pointe, avec :
Pas de câblage entre composants. Les connexions sont faites via les circuits imprimés, le Bus-
bar ou les Bus en nappes. Cette conception aboutit à un design plus robuste et plus aisément
reproductible (mieux pour les grandes séries).
Un facteur de puissance excellent de l’ordre de PFC > 0.95.
Un courant de démarrage très faible, de l’ordre d’In = 2A.
La facilité de changement, il suffit simplement de dévisser les vis de fixation et pour ceci,
aucune compétence technique n’est exigée.
Fig.29 : L’alimentation de l’ampli Elite 1000

Cette alimentation est protégée contre :
Les sous-tensions et les surtensions sur l’arrivée principale.
Les surtensions et sur-courants en sortie.
Les dépassements de température.
Elle comprend un correcteur de facteur de puissance suivi d’un convertisseur DC/DC à double sorties.
Ces deux éléments sont synchrones, ce qui permet une réduction des perturbations dans la forme
d’onde et qui réduit par la même, la sollicitation des condensateurs du PFC pour une meilleure durée
de vie et une fiabilité améliorée. Sont aussi utilisés des IGBTs dans le PFC pour fournir une entière
satisfaction aux demandes de plus en plus exigeantes des normes imposées sur nos produits.
L’alimentation est constituée de circuits hybrides qui sont gérées par une unité de traitement de
signaux numériques (DSP). La température des différents composants qui la constituent est
contrôlée et optimisée par le DSP pour qu’ils soient chacun à leur température optimale de
fonctionnement.
Un transformateur de courant est présent dans le transformateur principal, de même une sonde à
effet hall est située dans le circuit de sortie DC, ce qui contribue à sécuriser les circuits et rend plus
performantes les fonctions d’auto-diagnostiques. L’alimentation électrique est reliée au processeur
de gestion de l’ampli dans lequel elle est située. Cette connexion est réalisée via une liaison série, on
peut aussi facilement mettre à jour le programme qui est contenu par le processeur car il est
connecté au panneau de contrôle en face avant de l’émetteur et donc accessible via le web.
II.D.1.4 Conception de l’amplificateur à refroidissement liquide
L’ampli Elite 1000 à refroidissement liquide comprend deux surfaces rectangulaires, une sur laquelle
sont montés tous les composants RF et une autre ou se trouve ceux pour l’alimentation. De plus, un
groupe de ventilateurs permet l’évacuation de l’air chaud en surface, ils ne sont pas directement
connectés à l’ampli.
Deux trous sont placés sur la face arrière de l’ampli pour activer l’alimentation du circuit de
refroidissement liquide dès qu’il est enfiché dans la baie. Sont aussi placés en face arrière de l’ampli,
le courant pour l’alimentation, les entrées RF, les connecteurs de gestion et ceux du BUS CAN.
Le système de refroidissement liquide est très robuste, il a été éprouvé sur le terrain et est utilisé
dans les industries aéronautiques et chimiques. Quant aux autres connexions de la face arrière de
l’ampli, elles ont été étudiées dans le but d’avoir un axe de mobilité qui permettrait d’éviter de les
endommagées si l’ampli a été mal enfiché.
En conclusion, la conception de cet amplificateur a été pensée dans les moindres détails, ce qui fait
de lui l’un des plus performants du marché et le plus adéquat pour l’émetteur Elite 1000.

II.D.2 Unité de sécurité et carte de gestion de la baie
Les points clés :
Contrôle complet à distance de la baie
via le serveur web ou SNMP.
Contrôle manuel possible via les
boutons présent sur la carte de
gestion.
Cette carte peut être mise ou
débranchée émetteur en marche.
Sur cette carte est aussi inséré un
onduleur pour maintenir sous tension
le(s) Sirius en cas de coupure
d’électricité pour que la baie
redémarre plus vite au rétablissement
du courant.
II.D.2.1 Fonctionnement
La carte de gestion de l’émetteur et l’unité de
sécurité fournissent un contrôle automatique
complet réglable en locale et à distance. Cette
unité possède plusieurs alimentations qui
permettent de remplacer la carte de gestion
sans interrompre la transmission. Les fonctions
principales du contrôle de l’émetteur et de
l’unité de gestion sont :
L’émetteur se protège lui-même contre
tout défaut interne ou externe.
L’émetteur répond aussi bien en local
qu’à distance.
L’exécution des processus qui ont été
déclenchés en local ou à distance.
Fig.30 : Carte de gestion de l’Elite 1000
Fig.31 : Unité de gestion de l’Elite 1000

II.D.2.2 Protection automatique de l’émetteur
La protection automatique de l’émetteur est principalement effectuée par la carte de sécurité.
Toutes les fonctions de sécurité sont constituées en hard et traitées en temps réel pour une
meilleure réactivité ainsi qu’une meilleure fiabilité.
Voici quelques exemples de fautes : température du liquide de refroidissement trop élevée, un
niveau de ROS trop important qui revient de l’antenne, etc…
En fonction des types de fautes il existe deux réactions possibles :
Arrêt immédiat de la transmission ou extinction complète de l’émetteur.
Diminuer le niveau de sortie.
II.D.2.3 Contrôle local ou à distance et les commandes de gestion
L’Elite 1000 est doté d’un ensemble de boutons poussoirs qui sont spécifiques au contrôle manuel.
Nous pouvons allumer ou éteindre les Sirius A et B. Nous pouvons aussi avec l’un d’entre eux enlever
la carte de gestion sans couper la transmission. Un panneau de configuration facultatif avec clavier et
écran permet un contrôle beaucoup plus détaillé de tous les aspects de l’émetteur.
L’émetteur peut être aussi commuté localement ou à distance via le serveur web ou SNMP.
II.D.2.4 Processus opérationnels
La carte de gestion contrôle l’état opérationnel de l’émetteur. C’est grâce au Linux de base embarqué
dans la baie que le système gère les différents éléments via deux bus CAN, CAN1 pour l’équipement
associé au support et CAN0 pour les autres baies. Par exemple le CAN1 transmet à la carte de gestion
les données de chaque ampli et celles de leur alimentation associées. D’autres données émanent de
la carte ou reçues par elle, peuvent être véhiculées sur des supports différents, en voici une photo :
Fig.32: Connectiques de l’unité de gestion de l’Elite 1000

Voici un exemple de ce que pourrait nous retourner le panneau du caisson de gestion.
II.D.2.5 SNMP et page Web
Le protocole SNMP permet la surveillance d’une ou plusieurs baies. On considère chaque émetteur
comme un élément bien distinct appartenant à un réseau, chacun à son adresse IP. L’utilité de ce
protocole est de fournir la capacité de lire des informations de l’émetteur et de lui envoyer des
commandes. De plus, il existe un processus spécial qui envoie automatiquement les informations
dont la gestion à besoin, sans demande du manipulateur. Pour cela il suffit de configurer au préalable
les alarmes qui semblent les plus intéressantes à surveiller.
Fig.33 : Exemple d’affichage du panneau du caisson de gestion d’Elite 1000

Il existe un panel d’environ 300 erreurs, seuls celles qui seront stipulées par le manipulateur seront
affichées sur son moniteur de contrôle.
Les données échangées sont décrites sous la structure MIB, utilisant le langage normalisé ASNI. Cette
structure est enregistrée dans un fichier qui est affiché sur l’écran de monitoring grâce à l’agent
SNMP.
L’émetteur génère un site web auquel nous pouvons accéder via la prise RJ45 présente sur la baie. Ce
site fournit l’accès aux données de l’équipement (qu’elles soient statiques ou dynamiques), autant en
lecture qu’en écriture. L’envoi de commandes est soumis à l'identification de l'opérateur et en
fonction de son statut d'autorisation, elles seront ou non transmises.
Ce site internet est compatible avec tous les navigateurs. La résolution maximale est de 1024 × 768.
De base ce site est disponible en anglais et en français cependant, il existe sous d’autres langues.
Fig.34 : Structure MIB de l’agent SNMP

Voici une image de l’écran de surveillance que l’utilisateur aperçoit :
Les icones présents sur la gauche donnent accès à 6 pages distincts :
Surveillance : Partie utilisée pour avoir accès à l’équipement contrôlant les installations.
Quand elle est sélectionnée, elle occupe le milieu de la page principale.
Commande : Partie utilisée pour accéder aux commandes de l’équipement, par exemple
pour éteindre, allumer ou redémarrer l’émetteur etc…
Configuration : Comme son nom l’indique, elle est utilisée pour configurer l’équipement. Les
paramètres suivants peuvent être modifiables :
o Les paramètres de modulations.
o Les seuils d’ajustement.
o Tout autre paramètre qui n’est pas considéré comme une commande de
l’émetteur.
Journal de bord : Partie qui affiche les éléments qui ont été sauvegardés dans le journal de
bord, il est possible d’archiver et de traiter chacune de ces données.
Fig.35 : Page de supervision typique du site web

Documentation : Nous trouvons ici sous format PDF toute la documentation qui attrait à
l’émetteur, elle est entièrement téléchargeable. Est aussi expliquée toute la partie
informatique de l’émetteur avec quelques tutoriaux pour une bonne utilisation du matériel.
Administration : Utilisée pour configurer les profils utilisateurs et leurs droits d’accès. Nous y
paramétrons aussi les adresses e-mails sur les quelles seront envoyées les alertes et autres
indications pour la maintenance. C’est aussi dans cette partie que nous configurons le réseau
(l’adresse IP de l’équipement, le serveur d’adresse mail, toutes les adresses et les ports
utilisés et l’accès aux différents applications FTP).
II.D.3 Système couplé entièrement isolé
En anglais « Fully Isolated Coupling System », dans le jargon dit « FICS ». En voici ses points clés :
Très haute isolation des amplificateurs.
Connexion rapide et facile des amplis qui se plug directement sur lui.
Aucune contrainte quant à l’emplacement de la charge de balance.
N’est requis qu’une charge de faible capacité.
Charge facilement accessible dans l’émetteur dont l’approvisionnement est simple car elle
est standard.
Possibilité de changer cette charge, émetteur en pleine émission.
Des performances en large bande qui ne sont pas altérées en fonction du nombre d’amplis à
combiner.
Thomson à fait breveter cette architecture flexible, qui permet une configuration optimisée
d’amplis.
II.D.3.1 FICS, sa conception mécanique
La principale qualité du FICS est son aisance à pouvoir s’adapter à toutes les configurations possibles.
Il est envisageable de pouvoir y placer un nombre impaire d’amplis sans que cela occasionne un
problème de symétrie. Ce qui aide considérablement à construire des émetteurs qui fournissent
exactement la puissance voulue.
Ce composant est indispensable pour des émetteurs qui ont une puissance de sortie très élevée. Le
FICS permet de combiner les signaux de très hautes puissances qui sortent de chacune des baies,
sans perdre ses aptitudes en large bande.
Ci-après voici une photo représentant ce dispositif :

II.D.3.2 FICS, sa schématique
L’émetteur Elite 1000 utilise un système de couplage à large bande qui fournit le meilleur compromis
du marché entre les performances d’isolation et de couplage dans les bandes UHF et VHF. Ce
système breveté par Thomson est une exclusivité, il n’est utilisé que par nous.
Fig.36 : FICS à 12 entrées
Fig.37 : Diagramme block du FICS

L’excellente isolation des entrées larges bandes du FICS provient en majeur partie de ses coupleurs
3dB. Cette performance large bande est aidée par le fait qu’il n’existe pas de contrainte de
placement de charge, ce qui permet l’utilisation d’un combineur N-voies tout en obtenant une
réponse très plate dans les bandes VHF et UHF.
II.D.3.3 Les charges de balance
Ces charges sont disposées sur une plaque de refroidissement liquide, telles que :
Ces charges sont facilement accessibles et peuvent être remplacées par des simples résistances 50Ω
en cas d’urgence. Tout ceci s’effectue aussi émetteur en marche.
Fig.38 : Deux charges de balance montées sur une plaque de refroidissement liquide

II.E Le Sirius (émetteur de base, autrement appelé EMB)
Le Sirius est l’élément clé de la transmission numérique TNT.
La qualité du codage et de la modulation est très importante en ce qui concerne le DVB-T/H. C’est
dans l’optique de répondre le mieux possible aux besoins de ces types de transmission qu’a été
conçu le Sirius, il est néanmoins flexible sur un certain nombre de paramètres ce qui le rend vraiment
très performant. Cet EMB respect à la lettre les critères imposés et détient donc les options de bases
mais, pour une meilleure convivialité avec l’utilisateur, un certain nombre d’autres options lui ont été
ajoutées pour faire de lui le produit le plus concurrentiel du marché.
Ainsi l’accent a été placé sur la facilité d’usage de l’interface, ce qui rend plus simple la manipulation
des réseaux de distribution du signal et assure une couverture maximale de celui-ci pour un prix
minimal.
Bien que le signal de TV pour DVB-T/H soit encodé d'une façon très robuste, en COFDM (Coded
Orthogonal Frequency Division Multiplexing) il subit tout de même les altérations traditionnelles et
les déficiences connues de la TV analogique.
Il existe évidemment quelques paramètres que nous pouvons régler pour solutionner tout problème
comme le facteur de bruit, l’intermodulation ou encore la non-linéarité. Tout ceci est beaucoup plus
simple à calibrer si les performances du COFDM sont optimales. C’est pour cette raison que l’axe
principal de développement du Sirius a été porté sur sa fiabilité coté analogique, ce qui le rend très
fiable et assurément le meilleur du marché.
Fig.39 : Sirius

II.E.1 Applications
Le Sirius a été conçu pour répondre au besoin de la DTV (Digital TV), c'est-à-dire, le codage de canal
et la modulation. L'excitateur, qui suit la norme DVB-T ETS 300.744 V.1.5.1 (avec le complément DVB-
H), fournit les fonctions de base pour traiter un flux MPEG et convertir les données résultantes en
modulation COFDM.
Le Sirius est doté d’un système d’exploitation Linux embarqué qui permet de gérer efficacement
l’intégralité de l’EMB. Grâce à lui, il est possible d’émettre en MFN ou SFN.
L’application première est la transmission du signal par ondes hertziennes, c’est donc sur les
performances de transmissions qu’ont été portés les principaux axes de développement. Le signal
COFDM cause aussi problème en termes de fréquences et d’amplitudes, ils se cumulent au
comportement non-linéaire des amplis de puissances et à l’interférence des canaux adjacents, ce qui
créé un certain nombre d’obstacles non négligeables pour produire un signal de sortie qui
correspond aux exigences requises par les récepteurs. Etant doté d’un correcteur de non linéarité
(NLC Non-linear correction) et d’un correcteur linéaire (ALE Automatic Linear Equalizer), le signal de
sortie peut être traité de façon à couvrir une zone maximale à une puissance de sortie donnée. De
plus un pré correcteur adaptatif linéaire est implémenté pour corriger les éventuelles déformations
occasionnées par le filtre de sortie.
II.E.2 Description du système
La figure ci-après représente le diagramme bloc du Sirius, illustrant la mise en œuvre du principe
DVB-T/H.
Les entrées transportent un flux MPEG portant des informations sur le contenu du programme, le
nombre de programmes et les données qui y sont attachées. Le format MPEG est conforme au
standard ASI (Asynchronous Serial Interface).
Avant de moduler le signal, un lourd procédé de correction d’erreurs et d’entrelacement divers est
appliqué. Grâce à ces processus les récepteurs pourront récupérer l’intégralité de l’information
même si le signal est vraiment altéré.
L'étape de modulation est définie comme un excitateur OFDM. Un certain nombre de porteuses sont
modulées avec le signal numérique, chacune est responsable du bon acheminement des parcelles
d’information qui leurs sont affectées, tout ceci en étant modifié par les différents procédés cités ci-
dessus. Chaque porteuse peut être modulée en QPSK, 16 QAM ou 64 QAM. Ces trois modulations
sont supportées, le système "2Ko" utilise 1705 porteuses, le "4Ko", 3409 porteuses et le "8Ko" utilise
6817 porteuses. La largeur de bande est définie par le système et indique ainsi les pas de fréquence
entre les porteuses.

Fig.40 : Première partie du schéma block du Sirius
Partie dont je m’occupe

Fig.41 : Deuxième partie du schéma block du Sirius

De manière plus succincte, voici une présentation des fonctions détaillées du Sirius :
Comme nous pouvons le voir sur le schéma ci-avant, un Sirius se décompose en 3
fonctions principales :
La modulation numérique
Le signal d’entrée est de forme MPEG. Il est d’abord codé suivant différents procédés qui vont le
rendre plus robuste face aux perturbations. Ensuite il est modulé en fonction du standard. En sortie
du bloc, nous retrouvons le signal modulé divisé en deux, mathématiquement parlant, nous traitons
le signal sous forme complexe : Q correspond à la partie Réelle et I à la partie imaginaire. Si nous
faisons le diagramme des constellations du signal, nous obtenons ceci, pour une modulation 64
QAM :
I
Q
Fig.42 : Synoptique de base du Sirius
Fig.43 : Constellation 64QAM fournit en sortie de Sirius

Chaque point correspond à un symbole. Nous pouvons voir sur ce relevé que le signal est très peu
bruité car la mesure est effectuée directement en sortie de l’EMB.
Le traitement de signal gère les différentes fonctions suivantes :
la transposition en Fi (fréquence intermédiaire) égale à 27,5 MHz,
Le Contrôle Automatique de Gain (CAG) via une tension mesurée sur les amplificateurs.
La Correction Non-Linéaire (NLC) qui permet de corriger le défaut de non linéarité des amplis
en générant une non-linéarité inverse.
La correction linéaire (ALE) pour améliorer la bande qui est détériorée par le filtre de sortie
(en option) mais aussi par certains défauts de l’émetteur.
le convertisseur, effectue les conversions montantes (UP), c’est à dire sortantes, en
transposant la Fi en RF (Haute fréquence) à la fréquence du canal, mais elle fait aussi les
conversions descendantes (DOWN) c’est-à-dire entrantes pour qu’elles puissent être
interprétées par le traitement de signal (transposition RF vers Fi). Nous l’appelons
convertisseur complexe car il fait une conversion des complexes vers une forme dite
naturelle.
Voici une photo intérieure du Sirius :
Fig.44 : Vue interne du Sirius

On y trouve :
Le synthétiseur est principalement constitué d’un oscillateur à quartz de type OCXO, il s’agit
d’une technique utilisée pour éviter les changements de température qui affectent la
fréquence de résonance d’un quartz piézoélectrique. Nous plaçons le quartz à une
température bien au-dessus de la température de son environnement de fonctionnement,
environ à 80°C. Dans notre cas, ceci améliore la stabilité du quartz en fréquence. Il est plus
précis et nous pouvons changer sa fréquence d’oscillation. L’oscillateur est placé dans une
boucle à verrouillage de phase qui va permettre de l’asservir.
La carte TX qui est celle qui créé les deux fréquences Q et I avant la modulation QAM 64.
La carte la plus grande (cadre vert) est la « carte Digital » : elle gère toute la fonction
modulation. Pour cela, elle utilise un Power PC avec linux embarqué mais aussi un FPGA car
beaucoup plus modulable qu’un microcontrôleur.
La carte TS (cadre violet) où se situe le traitement de signal (CAG, NLC…) ici c’est aussi un
FPGA qui s’en charge.
La dernière carte est la TC/TS : c’est une interface pour véhiculer certaines informations
entre l’émetteur et la gestion.
Les langages de programmation utilisés sont :
Le VHDL pour les FPGA,
Le Java et html pour l’interface web,
Le reste est programmé en C et C++.

II.F Les défis de l’EXC3G
Le green power :
Nous travaillons sur la nouvelle gamme d'émetteur de télévision Green Power nommée « Elite ».
Ces émetteurs UHF disposent de la technologie LDMOS 50-V, ce qui permet une hausse de 96KW en
DVB pour une économie d’énergie de 15% par rapport à son prédécesseur.
En utilisant la précorrection adaptative numérique en temps réel (le DAP), cette gamme d’émetteurs
fournit une efficacité de transmission de pointe, avec une puissance de production optimisée et une
qualité du signal exemplaire.
Grâce au design hot-swappable de cette gamme green power, l’opérateur peut facilement
augmenter sa puissance d’amplification, il peut aussi effectuer la maintenance de son émetteur tout
en le laissant actif et cela sans consommation supplémentaire d’énergie. Les concepts optiphase et
optigain et le système de gestion d’alimentation automatique qui sont incorporés, garantissent une
consommation minimale pour des performances optimales.
Depuis les premières heures de la radiodiffusion, le nom de Thomson a été synonyme d’expertise et
d’innovation au plus haut niveau. Associé et éprouvé par les leaders mondiaux de la diffusion,
Thomson a ouvert la voie dans beaucoup de domaines qui ont formé l’industrie. Les innovations
principales sont la précorrection adaptative numérique (DAP), la radio numérique mondiale (DRM) et
la radiodiffusion numérique (TAMPONNE). Récompensé de multiple fois aux Emmy awards, Thomson
a à son actif plus de 50 brevets sur des technologies devenus fondamentales pour la radiodiffusion.
Thomson Broadcast construit sur ce grand héritage et avec un grand nombre de leaders du marché
des produits pour la télévision terrestre et la radiodiffusion. Avec plus de 50 000 systèmes de
transmission actifs dans le monde et une présence de support interplanétaire, Thomson Broadcast a
forgé des technologies pour l’avenir, avec des initiatives comme Green power innovator.
Les innovations de l’EXC3G:
Nouveaux types d’amplification
Compatible avec la technologie DVBT-2
Dans un seul rack sera présent deux émetteurs de base
Traitement du flux vidéo sous IP
Un nouveau design épuré avec retrait des composants obsolètes et une conception orientée
autour des composants programmables pour éviter le plus possible les composants
analogiques et donc réduire considérablement les pannes. En compactant le plus grand
nombres de fonctions dans un FPGA il nous est aussi plus simple de mettre à jour l’émetteur.
Le découpage fonctionnel est plus ergonomique, on utilise une carte par fonction.

II.F.1 EMB de l’EXC3G
Voici le schéma block du nouvel EMB. La figure ci-après résume les différentes fonctions d’un
émetteur :
FIG.45 : Synoptique d’un émetteur de base
Un émetteur est un système complexe associant de nombreux éléments comportant toutes les
grandes thématiques de l’électronique comme : l’électronique RF, les systèmes intégrés numériques
(FPGA, CPLD, DSP, µcontrôlleur), l’électronique analogique, l’électronique de puissance et
l’informatique.
Suite à la compréhension du système actuel, il m’a été demandé d’élaborer la carte GPS qui s’insère
dans le projet EXC3G (Exciter 3ème
génération), en voici quelques vues 3D :
Fig.46 : Vue de la face avant de l’EXC3G

L’EMB a donc changé conceptuellement, maintenant il y a une carte mère qui ne sert qu’à connecter
les autres cartes les unes aux autres.
Chacune d’elles représente une fonction, par exemple, la carte UP et la carte DOWN, qui sont
séparées alors que dans l’ancienne version, elles étaient réunies dans le même support. Dans ce
nouvel émetteur de base on a aussi fait une seule carte de la partie réception GPS et génération des
différentes horloges de l’EMB, que nous appelons la carte GPS. Les autres cartes sont comme la
mienne, en conception, donc je n’en ferai pas mention par la suite.
II.F.2 Description du projet
Après avoir Conçu les partie analogiques des cartes UP et DOWN, mon maître d’apprentissage m’a
confié la mission de réaliser intégralement la carte GPS.
En premier lieu, j’ai dû comprendre l’intérêt de cette carte :
Fig.47 : Vue interne de l’EXC3G

Selon les endroits où seront installés les émetteurs, ils auront besoin d’être soit en MFN, soit en SFN.
Pour comprendre ces deux concepts, le Multi Frequency Network et Simple Frequency Network, il
faut avoir en tête ce schéma de disposition géographique des différents émetteurs sur un même
territoire :
Premièrement nous ne maitrisons pas au mètre près le cercle d’émission de nos appareils et
deuxièmement, il serait trop complexe de réussir à ce que chaque zone soit juste à côté l’une de
l’autre sans se toucher tout en recouvrant toute la surface.
Ici le schéma représente une zone d’émetteur en MFN, ce qui implique, que chacun émet sur une
fréquence différente et que donc aucun n’interfère son ou ses voisins.
Par contre de ce cas nous sommes en SFN :
Fig.48 : Schéma du chevauchement des rayons d’émission des émetteurs en MFN
Fig.49 : Schéma du chevauchement des rayons d’émission des émetteurs en SFN

Le SFN est la solution la plus largement utilisée, elle permet d’éviter de prendre trop de place sur les
bandes de fréquences allouées à la télé. C’est aussi plus simple pour les diffuseurs et cela permet
aussi d’éviter de calibrer souvent les appareils qui reçoivent ces ondes.
Le vrai inconvénient de cette solution est que chacun doit émettre exactement en même temps car si
un déphase est présent, même infime, le signal sera altéré fortement dans les zones de
chevauchement.
Pour éviter quelconque déphase, une solution existe, il faut que chaque émetteur soit asservie par la
même fréquence, mais comment faire ?
C’est simple, un satellite envoie à tous un signal GPS sur lequel ils peuvent s’asservir. D’où la
nécessité de cette fameuse carte GPS.
Après avoir assimilé les enjeux de cette carte, on m’a confié la mission de l’élaborer…
Au commencement, j’ai dû établir un cahier des charges en fonction des différentes spécificités
demandées. Tout d’abord j’ai réalisé simplement ce schéma qui spécifiait les entrées et les sorties
dont nous avons besoin :
Il faut savoir que selon l’endroit où l’émetteur sera installé, il y aura peut-être déjà sur place les trois
signaux suivants, le 10Mhz externe, 1PPS externe et UTC externe. Certains diffuseurs préfèrent
utiliser leur propre récepteur GPS car ils le considèrent plus performant que celui que nous
implémentons dans notre système.
C’est à la suite de ceci que le vrai travail d’étude et de réalisation a eu lieu.
Fig.50 : Schéma de base de la carte GPS

PARTIE III
Etudes et Réalisations

III.A Conception des différentes fonctions
III.A.1 Elaboration de base des fonctions principales
Comme mentionné précédemment, j’ai plusieurs entrées possibles mais je dois toujours obtenir les
deux signaux suivant en sortie :
Le 10Mhz
Le 1PPS
Plusieurs cas de figures s’offrent à moi au niveau des entrées, mais nous n’utiliserons qu’une source
pour s’asservir, les voici dans l’ordre où nous les utiliserons en fonction de leur disponibilité :
Le 10Mhz d’entrée car il est toujours plus simple de s’asservir analogiquement sur un signal,
si nous avons déjà le 10Mhz nous ne devons donc pas le reconstituer avec d’autres signaux,
c’est une fiabilité supplémentaire.
Ensuite nous choisirons le 1PPS d’entrée, si le 10Mhz est absent. Nous devons nous asservir
numériquement sur lui pour produire un 10Mhz de sortie.
Le signal GPS externe, c’est la solution la plus complexe qui vise à décrypter les signaux reçus
par satellite pour engendrer un 1PPS.
C’est en sachant ceci que j’ai pu songer à élaborer les fonctions principales de mon projet. Je ne
décrirai pas en profondeur toutes les étapes par lesquelles je suis passé pour obtenir ces fonctions.
Le fil de ma pensée a été de réussir à subdiviser chaque block de plus en plus, jusqu'à obtenir des
fonctions que je pouvais transformer en schéma électrique.
En premier lieu, j’ai tenté de faire un schéma complet, sur lequel apparaîtraient toutes les fonctions
principales, j’ai considéré que le FPGA était une fonction principale, même s’il en contient un certain
nombre.
C’est seulement par la suite que j’ai approfondi les fonctions principales, qui se résument aux
nombre de 5 et qui sont les suivantes :
Inputs management
Outputs Management
PLL
Power supply
FPGA
Ci-après le schéma complet des différentes fonctions principales de la carte GPS :

rf_gps_1
1 pps
gps_1pps
spartan
xc3s200 AN
4FTG256C
bga 17*17mm²
195 IO
1 pps_ext_in
jtag
usb
eeprom 1K
octet
1 pps_ext_out
gps_IT
gps1_rs232_rx
gps1_rs232 _tx
rx_tsip
tx_tsip
rx_nmea
tx_nmea
GPS
receiver
LVTTL
reset_dsp
reset_prog_fpga
gps_10M_status
vcom_pll
TTL / 50ohms
rs232 gps externe
tx_nmea or tx_tsip
rx_nmea or rx_tsip
gps_data(7..0)
TTL
gps_1pps
gps_1pps
gps_dat_fpif(1..0)
amp
G=3.3
loop filter
amp
phase
comp
select_vcom_pll
0 to 10V
2Vpp
-10 to +10 dBm
0 to 3V
lowpass
filter
LVPECL or LVTTL
max4644
hmc439
5V
100mA
0 to 5V
Power supply management
gps_10Mhz
gps_10Mhz
gps_10Mhz
gps_10Mhz
gps_10Mhz
gps_10Mhz
10 dBm
ocxo
dual
footprint
jumbostar
FB 108 A
10
(250mA
12V)
ocx0vt_br
1_bv5
(110mA
+5V)
3dBm
0dBm
hcmos
Outputs management
10 Mhz_ext_in
10 Mhz_ext_out
13 dBm +/- 2dB
Att+6dB
filter
Att+6dB
amp
select_10Mhz_out
-10 to
+10
dBm
10Mhz input management
Fig.51 : Schéma block de base de la carte GPS

Sur ce schéma j’ai voulu faire paraitre plusieurs choses, tels que :
Les différents niveaux de puissance, en dBm, à plusieurs endroits clés dont, en entrée et en
sortie de certaines fonctions principales, dans l’idée de répondre le mieux possible au cahier
des charges établi au préalable.
Les différents niveaux de tension, ici c’est plus dans l’idée de correspondre aux exigences des
composants que nous sommes sûrs d’utiliser.
Une esquisse des différents signaux qui transiteront au travers du FPGA.
Nommer déjà les composants que nous sommes sûrs d’utiliser par la suite, même s’ils
changeront peut être par la suite.
III.A.2 Choix des différents composants
En ce qui concerne le choix des différents composants, j’avais en tête les niveaux de puissances
exigés à certains endroits et certaines fonctionnalités qui seraient vraiment appréciables, comme par
exemple, de pouvoir éteindre quelques amplis via le FPGA.
Il est aussi question de connaitre les impédances d’entrées et de sorties pour que tout le système
soit bien adapté. Etant en haute fréquence, nous nous adaptons sur 50 ohms.
Je ne rentrerai pas dans les détails en ce qui concerne le choix de chaque composant, même si c’est
l’opération qui m’a pris le plus de temps dans mon projet. Ce n’est cependant, vraiment pas la partie
la plus intéressante.
Ma démarche était de définir mon besoin en terme de fonction, comme :
Amplifier.
Un interrupteur commandé par le FPGA.
Un régulateur spécifique.
Un convertisseur DC/DC précis.
Un filtre.
Un comparateur de phase.
Un OCXO.
Un convertisseur de forme d’onde (sinus en carrée ou inversement).
Un driver de ligne (contre l’électricité statique).
Lorsque j’avais identifié mon besoin, je regardais déjà sur l’ancien schéma pour savoir quel
composant était utilisé, si tant est qu’il y en ait un qui fasse la fonction demandée. J’allais ensuite, sur
ces différents sites pour essayer de trouver mieux en terme de performance, de prix, d’ergonomie et
de consommation :

Analog Device
Avnet
AVX
Digikey
Farnel
Futurelectronics
Hittite
Maxim
Seuls les sites en gras sont des fournisseurs, ceux avec qui nous pouvons discuter des prix ou d’autres
modalités. A chaque composant que je sélectionnais, il fallait être sûr qu’il réponde, premièrement,
au besoin défini au préalable, deuxièmement, qu’il ne soit pas en cours d’obsolescence ou en fin de
vie. En prévoyant des pannes, d’ici 5 à 10 ans, il ne faut pas que les composants que nous utilisons à
l’heure actuelle soient obsolètes et qu’ils ne soient plus produits par les fabricants d’ici 5 ans. Le
calcul est simple, lorsque nous lançons un produit tel que l’EXC3G, nous pensons le commercialiser
entre 10 à 15 ans, selon les pays, sachant que nous proposons des garanties de 10 ans, il faudrait
pouvoir être sûr d’être capable de fabriquer certaines cartes environ 25 ans après leurs premières
industrialisation. C’est la raison pour laquelle nous sommes très minutieux sur les cours
d’obsolescence.
Dans mon choix, entrait en ligne de compte le prix. A plusieurs reprises, j’ai dû abandonner l’idée de
prendre tel ou tel composant, car il était excessivement coûteux par rapport à l’importance qu’il
avait au sein de mon projet. Généralement, les surprises que j’avais en termes de prix étaient
toujours justifiées par un surdimensionnement des capacités du composant par rapport à celles
demandées. Il est très difficile de trouver le composant qui réalise exactement la fonction souhaitée
et avec exactement les mêmes caractéristiques que celles dont nous avons besoin. A chaque choix de
composant, j’ai dû faire un compromis. Je me suis rendu compte que naturellement, les composants
qui existaient chez les fournisseurs, sont ceux les plus demandés par les fabricants d’électronique et
par la même, j’ai compris que notre secteur d’activité est très petit et donc peu de composants
étaient exactement adaptés à ma demande.
En terme d’économie et pour une simplicité de maintenance, j’ai aussi dû utiliser le plus de fois
possible les même composants pour des fonctions différentes. Même si au sein de Thomson nous
avons des spécialistes qui s’occupent des cours d’obsolescence, nous ne pouvons jamais être sûrs à
100% que chaque composant que nous avons choisi sera encore fourni d’ici 10 à 15 ans. Donc pour
éviter certains problèmes d’approvisionnement, on essaye d’avoir le moins possible d’analogique
dans nos cartes, en sachant que l’idéal serait que tout tienne dans un FPGA, mais comme c’est
Miteq
Murata
National instrument
On semiconductor
Radiospare
Synergy
Miniciruit

impossible, nous faisons en sorte de réduire au minimum le nombre de composants différents. Une
nomenclature allégée permet aussi de réduire les coûts d’approvisionnement, car nous achetons en
plus grosse quantité.
Il existe un gros paramètre à prendre en compte encore, celui de la tension d’alimentation, nous
essayons de réduire le nombre de tensions d’alimentations différentes au minimum. C’est encore
une fois pour des raisons pécuniaires car moins de tensions différentes on a à fournir, moins de
convertisseur DC/DC ou régulateur on aura besoin.
J’ai aussi dû prendre en compte les délais d’approvisionnement, car pour certain composants je
devais attendre 30 semaines ! Ce qui n’était pas envisageable selon mes plannings. En plus des délais
j’ai aussi dû jouer avec le nombre minimum d’unités à acheter par commande, parfois nous ne
pouvons pas acheter moins de 50 000 fois le même composant, ce qui encore une fois n’était pas
envisageable…
Tous ces paramètres pris en compte restreignaient fortement le nombre de composants qui
correspondaient aux critères et au final pour une même fonctionnalité, je devais avoir le choix, au
maximum entre 2 ou 3 composants qui remplissaient toutes les exigences. Bien souvent, je ne
réussissais à trouver qu’un seul composant idéal. Dans plusieurs cas de figures, j’ai dû adapter mes
exigences au composant qui répondait le plus à ma demande. Je répercutais sur d’autres éléments
les performances qui me manquaient sur le composant que j’avais été obligé de choisir.

III.A.3 Fonction 10Mhz Input management
Par la suite j’ai approfondi mes recherches pour obtenir des fonctions principales plus détaillées.
Voici le schéma de la fonction 10Mhz Input Management :
-3dB
filter
-1dB
-6dB comp phase
HMC439
13dBm
13dBm
2.8Vpp
50 ohms
500
50 ohms
5.6Vpp
3dBm
0dBm
6dB
2.8Vpp
3dBm 2.5dBm
-2.5dB
3dBm
2.5dBm
0.84Vpp
adg904
adg901
off
1.4Vpp
500
6dB
6dB
filter
-1.5dB
0.7Vpp
LMH6733
+/-5V
2.5V
2.5V
conso +/-5V
supply 6mA*3=18mA
signal 23mA*1=23mA
+5V 100mA comp_phase
100U
LMH6733 = 1* 5.0E
Adg901 = 1* 1.4 E
Adg904 = 1 * 2.2 E
HMC439 = 1* 13 E
MC100EPT21= 1* 6E
------------------------------
28 Euro 100U
mc100ept21
60mW
+3V3A
to fpga for detection
att
Ici nous voyons apparaitre beaucoup de noms de composants tels que le triple ampli LMH6733 de
chez National Semiconductor, les switchs ADG901 et ADG904 de chez Analog Device et le
MC100ept21 de chez On Semiconductor. Nous ne nous occuperons pas ici du HMC439 qui est un
phase frequency detector de chez Hittite.
Fig.52 : Schéma de la fonction Input management de la carte GPS

On remarque aussi à gauche, que j’ai calculé le prix de revient de cette fonction pour des
commandes de 100 composants de chaque catégorie.
A droite j’ai aussi effectué un calcul préalable de la consommation de cette fonction.
Le but de cette fonction est de :
Pouvoir choisir le 10Mhz que nous voulons en sortie, entre celui d’entrée et celui après
asservissement.
Sortir un 10Mhz au niveau requis, ici 13dBm +/- 2dB.
Fournir au comparateur de phase (phase frequency detector) un 10Mhz purifier et au niveau
de puissance attendu.
Nous avons ajouté une autre fonction, pour économiser de l’énergie et fiabiliser le système, lorsque
nous sélectionnons le 10Mhz d’entrée à remettre en sortie, cela implique que nous ne n’utiliserons
pas la partie d’asservissement de fréquence, donc nous avons placé un Switch qui permet d’isoler le
phase frequency detector.
Nous utilisons le MC100EPT21 simplement dans l’optique d’avoir une vérification au sein du FPGA
qui vise à déterminer la présence d’un signal qui oscille assez précisément à 10Mhz. C’est par
expérience que nous savons qu’il faut une alerte sur l’IHM qui exprime le fait que le 10Mhz d’entrée
est défectueux. L’erreur la plus fréquente sur le site d’émission, est que le client oubli de brancher le
câble sur le Sirius, il est donc impossible pour l’EMB de s’asservir dessus.
J’ai dû élaborer les filtres en fonctions du gabarit qui m’était imposé, pour éviter les calculs
fastidieux, j’ai utilisé un logiciel de simulation de filtre renommé, aujourd’hui il appartient à
d’Agilent :
Voici la réponse des deux filtres présents au sein de cette fonction :

En rouge c’est la courbe de gain du filtre, en bleu la courbe d’isolation
En travaillant avec Eagleware j’ai donc obtenu le filtre suivant :
J’ai évidemment paramétré les composants à la main pour qu’ils aient des valeurs normalisées.
Fig.53 : Réponse des filtres de la fonction 10Mhz input management
Fig.54 : Schéma des filtres de la fonction 10Mhz input management

III.A.4 Fonction Output management
En voici le schéma :
ocxo
dual
footprint
jumbostarF
B 108 A 10
ocx0vt_br1
_bv5
mc100ept21
60mW
filter
-8 dB
0dBm
hcmos
10dBm
2Vpp
50 ohms
50 ohms
4Vpp
6dB
off
LMH6733
10dBm
2Vpp
50 ohms
50 ohms
4Vpp
6dB
off
0dBm
2Vpp
10
600
600
600
600
600
600
0.6Vpp
+/-5V
6
dB
3dBm
50
1.78Vpp
off
2.5Vpp
+/-5V
12.4
dB
+/-5V
6
dB
100
filter
-2 dB
1Vpp
100
xx
xx
0.89Vpp
conso +/-5V
supply 6mA*6=36mA
signal 14mA*6=84mA
conso +/-5V
supply 6mA*3=18mA
signal 4+7+6 +=17mA
conso +/-5V 155mA
10dBm
2Vpp
50 ohms
50 ohms
4Vpp
6dB
off
LMH6733
10dBm
2Vpp
50 ohms
50 ohms
4Vpp
6dB
off
10dBm
2Vpp
50 ohms
50 ohms
4Vpp
6dB
off
10dBm
2Vpp
50 ohms
50 ohms
4Vpp
6dB
off
+3V3N
ad9515
8Euro
300mW
lmh 6733 = 3 * 5 E
mc100ept21 = 1 * 6 E
----------------------------
21 E 100U
LMH6733
LM7H6733
LM7H6733
Lowcost
Lowcost
Lowcost
Ici, seul le LMH6733 est à prendre en compte pour la partie output management, le but de cette
fonction est simplement de produire les six 10Mhz de sortie au niveau souhaité et de même pour le
10Mhz qui est redirigé vers la fonction input management.
Fig.55 : Schéma de la fonction Output management de la carte GPS

Voici les quelques caractéristiques intéressantes de ce composant :
Non-inverting impedance : 200KΩ
Inverting impedance : 30Ω
Output impedance : 0.05Ω
Ces données sont intéressantes à prendre en compte pour connaître l’atténuation que subi le signal
en entrant dans l’ampli, ici presque rien.
Voici un bref petit rappel sur le calcul des impédances :
Optimisation du rendement :
La puissance transférée entre une source électrique et une charge électrique dépend de la tension
de la source et des impédances d'aussi bien la source que la charge. Le rendement électrique du
système s'écrit :
𝜂 =
𝑅𝐿
𝑅𝐿 + 𝑅𝑠
=
1
1 +
𝑅𝑠
𝑅𝐿
Nous pouvons considérer 3 cas remarquables :
Si RL = Rs, alors η = 0.5.
Si RL > > Rs, alors η = 1.
Si RL < < Rs, alors η = 0.
Le rendement sera donc optimisé si l'impédance de la charge est très grande par rapport à celle de la
source, donc désadaptée.
L'adaptation entre quadripôles électriques n'est donc pas toujours désirée. Par exemple, de
nombreux quadripôles nécessitent d'être chargés par une résistance grande par rapport à leur
résistance de sortie. C'est le cas de filtres avec amplificateurs opérationnels. C'est aussi le cas de
filtres LC, pour lesquels les réjections hors bandes sont justement dues au fait qu'il n'y a pas
d'adaptation sur les fréquences hors bande passante. C'est aussi le cas en distribution d'énergie
électrique...
Fig.56 : Schéma explicatif de l’adaptation d’impédance n°1

L'adaptation sera recherchée lorsque nous voulons maximiser le gain ou conserver les
caractéristiques d'un quadripôle, si le constructeur a caractérisé ce dernier sous condition
d'adaptation.
Optimisation du transfert d'énergie (Théorie de la puissance maximale) :
Pour maximiser la puissance transférée il faut adapter les impédances. Pour réaliser cette
adaptation, nous commençons par compenser la partie réactive de l'impédance de la source. Il faut,
pour cela que :
𝑋𝑐ℎ = −𝑋𝑠
Puis, il faut que la partie résistive de l'impédance de la charge soit égale à la partie résistive de
l'impédance de la source :
𝑅𝑐ℎ = Rs
En langage mathématique, les deux impédances sont conjuguées. Dans ce cas, la puissance dissipée
dans la résistance de charge est :
𝑃𝑚𝑎𝑥 =
V²
4𝑅𝑠
Il faut remarquer que la même puissance est alors dissipée dans la résistance de la source.
Fig.57 : Schéma explicatif de l’adaptation d’impédance n°2

Ce rappel effectué, je vais maintenant pouvoir expliciter le choix du montage utilisé pour les AOP.
Nous avons utilisé tous les AOP présents sur la carte en non-inverseur, d’abord parce que cette
entrée détient une grande impédance et ensuite car le signal n’est pas déphasé à la suite de son
amplification.
Voici l’équation de son amplification :
𝑉𝑠 = (1 +
𝑅2
𝑅1
)𝑉𝑒
Voici clos les explications qui attraits à la fonction output management.
Fig.58 : Schéma d’un AOP en montage non-inverseur

III.A.5 Fonction Power Supply
En voici le schéma :
Ici deux types de composants sont présents, des convertisseurs DC/DC et des régulateurs de tension.
De base, nous avons une alimentation 12V, nous avons choisi cette valeur car le composant
nécessitant la plus haute tension d’alimentation à besoin de 11.5V, ce qui nous laisse une marge
suffisante de 0.5V.
Fig.59 : Schéma de la fonction Power Supply de la carte GPS
LT1767
1.5A max
-5.5V
+5.5V LT1763_5
500mA max
+5VA
LT1175_5
500mA max
-5VA
LP3982_ADJ
300mA max
+2.5VA mA
LP3982_3v3
300mA max 3V3N1
ADP1711_1V2
150mA max
SYNC
+5VN
LT1763_ADJ
500mA max jumbostart 250 mA
xilinx 100mA
(usb 15ma)
LP3982_3v3
300mA max
3V3A
gps receiver 100mA
ept21 20mA
198mA
298 mA
ocxovt 110 mA
+11V5 osc
+5V0 osc
1*4 Euro 4 * 2 Euro 4 * 0.6 Euro 1* 0.6Euro
1*13 Euro
--------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------
28 euro 100U
265mA
418mA
683mA
198mA
250mA
344mA
12V
712mA
=8.5W
ptn78000A
0.8A max
118mA
0.2W
0.34W
0.17W
0.2W
0.1W
0.125W
0.38W
0.33W
LT1763_5
500mA max
250mA
285mA
398mA
0.15W
LP3982_3v3
300mA max
usb 30mA ept21 20mA
3V3N2
0.09W
Lowcost
Lowcost
100mv max
DO1813H_333ML
33uH
r=0.35
6*9mm²

Nous avons utilisé des convertisseurs DC/DC pour passer de 12V à +/- 5.5V car contrairement aux
régulateurs de tension, ils ont un rendement pouvant aller jusqu'à 85%. Le problème étant que pour
atteindre de telles performances le système est constitué à base de PWM et donc génère des
spurious.
Pour faire mon choix de composant, j’ai donc prêté attention à ces différents critères :
Tension d’entrée
Tension de sortie
Courant de sortie
A quelle fréquence sont générés les spurious
Amplitude des spurious
Cote d’encombrement du composant
Après avoir cherché les meilleurs composants, j’en ai recensé une dizaine, ce qui à m’a aidé à faire
mon choix, c’est premièrement le prix et deuxièmement la dérive en température.
Lorsque nous effectuons des conversions de tensions moins importantes, nous préférons utiliser des
régulateurs de tension car ils ne génèrent pas de spurious, bien au contraire. Les constructeurs de ce
type de composants sont très au courant des problèmes d’interférences générés par les
convertisseurs DC/DC, c’est pour cette raison que la plus part des régulateurs possèdent des filtres
qui atténues fortement ces spurious. Dans leur documentation c’est la courbe ripple rejection qui
justifie du filtre déployé.
Comme il est possible de le voir sur le schéma, nous avons calculé approximativement les
consommations qui seront liées à chaque tension d’alimentation, c’est en sachant ceci que nous
avons choisis les plus appropriés à nos besoin, tout en se laissant une bonne marge pour ne pas être
trop limité.
Même si cette fonction à prit un temps considérable à élaborer, elle ne nécessite pas plus
d’explication pour la compréhension.

III.A.6 Fonction PLL
Le schéma n’est pas élaboré, nous reprendrons celui présent sur le dessin représentant l’aspect
général :
Pour cette partie, après avoir choisi le phase frequency detector (choix rapide, car seul lui
correspondait aux exigences fréquentielles), le plus important a été de trouver un ampli pour le filtre
de boucle qui soit le moins bruité possible, ici 20nV/√𝐻𝑧 à 100Hz. D’autres amplis ont un meilleur
taux de bruit en entrée, mais ils n’étaient pas compatibles au niveau alimentation ou avaient une
trop grande étendue en fréquence ce qui aurait parasité grandement le système.
Nous avons ensuite élaboré le schéma de ce filtre de boucle.
Voici la structure complète utilisée :
Fig.60 : Schéma de la fonction PLL de la carte GPS

J’ai choisi cette structure car c’était celle utilisée dans l’ancienne carte et qu’elle répond très bien aux
exigences de la carte actuelle.
C’est après que je me suis concentré sur l’aspect asservissement et que j’ai établi des recherches
approfondies sur la PLL.
Petit rappel :
Historiquement, le principe de la boucle à verrouillage de phase, appelée plus communément PLL (en
anglais Phase-Locked loop), remonte aux années 1930. Il a été imaginé par le physicien français Henri
de Bellescize qui, cherchant à améliorer les conditions de réception de signaux radioélectriques
fortement noyés dans le bruit, a inventé le principe de la régulation automatique de phase.
Bien que cette invention fût d’une grande importance, en particulier dans le domaine des
télécommunications et de la télédétection, les contraintes technologiques de l’époque (utilisation de
composants à tubes) ont limité son développement, et il a fallu attendre l’avènement des circuits
électroniques à semi-conducteurs dans les années 1950 pour que le principe des asservissements de
phase jouisse d’une expansion rapide dans beaucoup de domaines.
Fig.61 : Schéma du filtre de boucle de la PLL de la carte GPS

La boucle à verrouillage de phase est aujourd'hui l'un des composants les plus répandus dans le
traitement du signal. En raison de sa fiabilité, de sa facilité de mise en œuvre, et de son faible coût,
cette structure a investi beaucoup d'appareils tels que modems, téléphones mobiles, postes de radio
AM-FM, radars aussi bien routiers que militaires, sonars, téléviseurs, processeurs microinformatiques
et bien sûr ma carte GPS.
Voici le schéma block de ma PLL analogique :
Les éléments de base de la PLL sont :
Un comparateur de phase
Un Filtre passe bas
Un OCXO : Oscillateur à Quartz thermostaté en tension (Oven Controlled X-tal(Crystal)
Oscillator).
Le comparateur de phase :
Selon la théorie, la fonction de transfert du comparateur de phase a pour caractéristiques :
Un gain UP pour une différence de phase positive.
Un gain DOWN pour une différence de phase négative.
Une zone pour laquelle la sortie est constante quelle que soit la différence de phases en
entrées: c'est la zone morte du comparateur.
Une erreur de détection systématique. Par exemple dans le cas idéal pour une erreur de
phase nulle, la sortie est à zéro, mais dans un cas pratique, pour une erreur de phase nulle, il
y a une petite tension résiduelle en sortie: c'est l'erreur de détection systématique.
Fig.62 : Diagramme synoptique d'une boucle à verrouillage de phase

Une zone aveugle: Suite à un certain décalage de phase, la sortie s'inverse de polarité. Par
exemple, pour un certain détecteur de phase, pour le décalage de phase de 180 degrés, la
sortie passe de (+1) à (-1). Cette zone pour laquelle la sortie inverse sa polarité est appelée la
zone aveugle du comparateur.
Le filtre passe bas (filtre de boucle):
Le rôle de ce filtre est d’extraire la valeur moyenne de la tension u (t), en rejetant les
harmoniques.
Quand la boucle est verrouillée, les fréquences Fs et Fe sont égales, donc l’erreur de phase et la
tension U sont constantes (aux perturbations près).
Fig.63 : Fonction de transfert d’un comparateur de phase

Remarque : les paramètres du filtre (fréquence de coupure, pente, amplification pour les filtres
actifs) sont déterminants pour les caractères de l’asservissement : stabilité, précision, temps de
réponse, plages de capture et de verrouillage.
Ici j’ai utilisé ce filtre :
Voici sa fonction de transfert : 𝐺(𝑝) =
1+𝜏₁
1+𝜏₂
𝜏₁ = 𝑅₂ × 𝐶₂
𝜏₂ = (𝑅₁ + 𝑅₂) × 𝐶₂
L’OCXO :
Un oscillateur est un dipôle actif (sans compter les bornes d’alimentations) qui produit un signal
périodique. Un OCXO est un quadripôle, il possède une entrée pour une tension de commande U qui
permet de faire varier, linéairement de préférence, la fréquence Fs de l’oscillateur.
Fig.65 : Oscillateur à Quartz thermostaté en tension
Fig.64 : Schéma du filtre de boucle de la PLL analogique de la carte GPS

Dans ce montage, l’oscillation vs(t) produite est sinusoïdale. La fréquence de l’OCXO seul (non bouclé
par la PLL) n’est ni précise ni stable.
La fréquence Fs de travail doit être choisie entre Fs min et Fs max et de préférence au voisinage de la
« fréquence centrale » de l’OCXO : FS0.
La valeur désirée de la fréquence centrale FS0 de l’OCXO est obtenue par le choix des éléments (L, C)
de l’oscillateur.
L’exemple qui m’a permis de mieux assimiler le concept d’asservissement de fréquence :
Pour fixer les idées, prenons Fmin=2 kHz, F0=10 kHz, Fmax=18 kHz, Fc=1 kHz (fréquence de coupure
du filtre de boucle), Vcmin=-2V et Vcmax=2V puis étudions les grandeurs fs=ws/2p, j et Vc en
fonction de la fréquence fe=we/2p du signal d'entrée. La relation fréquence-tension de l’OCXO
devient fs=10+4Vc (en kHz) dans le domaine linéaire. Nous supposons dans un premier temps que fe
croît très lentement de quelques Hz vers quelques dizaines de kHz. Il nous faut distinguer plusieurs
domaines de fréquences :
Fig.66 : Fréquence en fonction de la tension aux bornes de l’OCXO

1) fe < F0 − Fc = 9 kHz
Supposons par exemple fe=1,5 kHz, quelle est alors la fréquence possible pour l’OCXO?
Comme l’OCXO ne peut pas descendre en-dessous de 2 kHz, nous pourrions être tentés de dire qu'il
va osciller à cette fréquence. Pour qu'il en soit ainsi il faut démontrer que la tension de commande
de l’OCXO est continue et égale à -2V, est-ce possible ?
Si l’OCXO oscille à 2 kHz, en sortie du multiplieur nous récupérons deux composantes alternatives,
l'une à 0.5 kHz l'autre à 3.5 kHz. Rappelons qu'en sortie d'un multiplieur nous obtenons la somme et
la différence des fréquences. La composante à 3.5 kHz est éliminée par le filtre passe-bas, seule la
composante à 0.5 kHz est transmise. Cette hypothèse ne tient pas, en effet la tension de commande
de l’OCXO n'est pas continue et par conséquent aucun état stable n'est obtenu. La seule fréquence
possible pour l’OCXO est en fait F0. En effet pour cette fréquence le multiplieur donne deux
composantes, l'une à 11.5 kHz et l'autre à 8.5 kHz. Ces deux composantes sont éliminées par le filtre,
la tension de commande de l’OCXO est donc nulle et stable. C'est précisément les conditions requises
pour que l’OCXO oscille à F0.
2) Fmax = 18 kHz > fe > F0 − Fc = 9 kHz
La situation précédente demeure si fe reste inférieure à 9 kHz, c'est à dire F0-Fc. En effet dès que fe
passe par 9 kHz, il apparaît en sortie du filtre passe-bas une composante de fréquence inférieure à
1kHz qui vient modifier la fréquence de l’OCXO. Cette fréquence se déplace vers la fréquence fe.
L'allure du transitoire est compliqué, par contre il est facile de comprendre pourquoi l’OCXO vient se
caler à fs=fe. Prenons par exemple fe=9.5 kHz, quand fs=fe=9.5 kHz, en sortie du multiplieur on
obtient une composante continue égale à (KAB/2)cos(j) et une composante alternative égale à
(KAB/2)cos(2wet-j), seule la composante continue passe à travers le filtre et stabilise la fréquence de
l’OCXO, en effet 2fe=19 kHz est supérieure à Fc=1kHz. La phase j est telle que (KAB/2)cos(j)=Vc avec :
Vc = (𝑓𝑒 − 𝐹0) ×
(𝑉𝑐𝑚𝑎𝑥 − 𝑉𝑐𝑚𝑖𝑛)
(𝐹𝑚𝑎𝑥 − 𝐹𝑚𝑖𝑛)
Dans l'exemple choisi Vc=-0.125V. La fréquence (F0-Fc) est appelée fréquence basse de la plage de
capture. Pour fe supérieure à F0-Fc, nous disons que l’OCXO est verrouillé. Nous pouvons
maintenant se poser la question suivante : jusqu'à quelle fréquence l’OCXO reste-t-il verrouillé ?

3) fe > Fmax = 18 kHz
La fréquence fs de l’OCXO reste égale à fe si le filtre passe-bas peut générer une tension continue qui
assure la stabilité de l’OCXO. La limite est atteinte pour fe=Fmax=18 kHz. En effet au-delà de cette
fréquence il n'y a plus de composante continue stable disponible en sortie du filtre passe-bas.
Prenons par exemple le cas où fe=18.5 kHz, comme l’OCXO ne peut pas dépasser la fréquence de 18
kHz, nous pouvons être tentés de dire que l’OCXO oscille à 18 kHz. Si tel est le cas, en sortie du
multiplieur nous obtenons deux composantes alternatives, l'une à 0.5 kHz, l'autre à 36.5 kHz. La
composante à 0.5 kHz est transmise par le filtre passe-bas, mais comme il s'agit d'une tension
alternative la fréquence de l’OCXO ne peut rester à 18 kHz. La seule solution qui donne une tension
continue stable en sortie du filtre passe-bas correspond à fe=F0. En effet pour cette situation, la
sortie du filtre passe-bas est nulle et c'est précisément la condition requise pour que l’OCXO continue
à osciller à F0.
La fréquence Fmax est appelée fréquence haute de la plage de verrouillage. Nous pourrons
reprendre le même raisonnement pour le cas des fréquences décroissantes de quelques dizaines de
kHz vers quelques Hz. Nous arriverons aux résultats suivants.
4) fe > F0 + Fc = 11 kHz
L’OCXO n'est pas verrouillé, il oscille à la fréquence libre F0 et la tension Vc est nulle.
5) F min = 2 kHz < fe < F0 + Fc = 11 kHz
Le verrouillage commence à la fréquence F0+Fc. La fréquence F0+Fc est appelée la fréquence haute
de la plage de capture. Le verrouillage de l’OCXO est assuré jusqu'à Fmin. Cette dernière fréquence
est appelée la fréquence basse de la plage de verrouillage. Lors du verrouillage la fréquence fs de
l’OCXO est égale à la fréquence fe, la phase j est telle que KAB/2cos(j) =Vc avec :
Vc = (𝑓𝑒 − 𝐹0) ×

6) fe < Fmin = 2kHz
L’OCXO est déverrouillé, il oscille à la fréquence libre F0 et la tension Vc est nulle. L'ensemble des
résultats précédents est résumé sur le graphe de la Fig. 2. La plage de capture correspond à l'écart de
fréquence entre la fréquence libre et la fréquence à partir de laquelle la PLL se verrouille. La plage de
capture dépend de la fréquence de coupure du filtre passe-bas. A priori, nous avons intérêt à choisir
une plage de capture élevée. En pratique, ceci peut s'avérer dangereux, en effet il y a dans ce cas
risque de verrouillage sur des fréquences parasites non désirées.
La plage de verrouillage correspond à l'écart de fréquence entre la fréquence libre et la fréquence à
partir de laquelle la PLL se déverrouille. La plage de verrouillage dépend de la caractéristique du VCO,
en particulier de l'étendue du domaine linéaire, c'est à dire Fmax-Fmin.
Fig.67 : Variation de la fréquence de sortie de l’OCXO en fonction de la tension
d'entrée.

Résumé :
Quand la boucle est verrouillée, les fréquences fe du signal d'entrée et fs de l’OCXO sont égales. Il
existe par contre un écart de phase permettant de générer la tension de commande Vc de l’OCXO
afin que celui-ci puisse osciller à une fréquence différente de la fréquence libre F0. La phase j est telle
que le signal de commande Vc de l’OCXO soit égal à :
Vc = (𝑓𝑒 − 𝐹0) ×
= 0,5 . 𝐾 . 𝐴. 𝐵.cos(φ) (1)
Lorsque fe est égale à la fréquence libre, c'est à dire fe=F0=10 kHz, la tension de commande Vc est
nulle et j = ± p/2. Le point stable correspond à j = -p/2, en effet si nous donnons à j un accroissement
dj>0, la fréquence fs augmente et l'écart de phase [wet-(wst + p/2)] est <0, ce qui ramène la phase
vers -p/2. Un raisonnement identique fait autour du point j=p/2 conduit à une instabilité, en effet si
nous donnons à j un accroissement dj>0, la fréquence fs diminue et l'écart de phase [wet-(wst-p/2)]
augmente ce qui a tendance à éloigner la phase de p/2, d'où l'instabilité.
Remarque n° 1 :
Pour que dans la plage de verrouillage la fréquence de l’OCXO puisse suivre la fréquence fe du signal
d'entrée il faut vérifier la relation :
−1 <
[2 × (𝑓𝑒 − 𝐹0)(𝑉𝑐𝑚𝑎𝑥 − 𝑉𝑐𝑚𝑖𝑛)]
[𝐾𝐴𝐵(𝐹𝑚𝑎𝑥 − 𝐹𝑚𝑖𝑛)]
= cos(φ) < 1
Pour satisfaire l'inégalité, il faut que le dénominateur reste grand ainsi, nous pouvons si besoin est,
disposer d’un amplificateur dans la chaîne d'asservissement, cela revient à donner à K une valeur
K'>K de telle manière que le cos(j) reste compris entre -1 et +1. Par ailleurs pour que l'asservissement
ainsi réalisé soit indépendant de l'amplitude du signal A, nous disposons à l'entrée de la PLL un circuit
de mise en forme qui maintient une amplitude constante à l'entrée du multiplicateur qu'elle que soit
l'amplitude du signal d'entrée, nous insérons par exemple un circuit limiteur; les harmoniques créés
sont éliminées par filtrage.
Remarque n°2 :
La relation (1) montre que le signal Vc de commande de l’OCXO est directement proportionnel à fe-
F0, une PLL est donc à priori un parfait démodulateur de fréquence, du point de vue statique.

Je vais maintenant modéliser la PLL comme un asservissement dont voici le schéma fonctionnel :
Je vais donc élaborer les calculs d’asservissement pour trouver la pulsation de coupure et
l’amortissement de ce système. Tout d’abord je vais calculer la fonction de transfert en boucle
ouverte, puis celle en boucle fermée :
fs = 𝐾𝑑 × 𝐹(𝑝) × 𝐾𝑜 ×
2𝜋
𝑝
× 𝑓𝑒
φr =
2𝜋
𝑝
× 𝑓𝑠
FTBO =
φr
φe
=
2𝜋
𝑝
× 𝐾𝑑 × 𝐹(𝑝) × 𝐾𝑜
FTBF =
φr
φe
=
Kd × 𝐹(𝑝) × 𝐾𝑜
1 +
2𝜋
𝑝 × 𝐾𝑑 × 𝐹(𝑝) × 𝐾𝑜
𝑓𝑠
fe
=
2𝜋
𝑝
× Kd × 𝐹(𝑝) × 𝐾𝑜
1 +
2𝜋
𝑝
× 𝐾𝑑 × 𝐹(𝑝) × 𝐾𝑜
𝑤𝑐 = √
2𝜋 × 𝐾𝑑 × 𝐾𝑜
𝜏2
𝑧 =
(1 + 2𝜋 × 𝐾𝑑 × 𝐾𝑜 × 𝜏1)
2√2𝜋 × 𝐾𝑑 × 𝐾𝑜 × 𝜏2
Ci-après la valeur de Kd, Ko, 𝜏1 et 𝜏2 ∶
Fig.68 : Schéma fonctionnel de la PLL analogique de la carte GPS

Le comparateur de phase :
J’ai utilisé le HMC439qs16G dont voici la courbe caractéristique :
Grace à cette courbe je peux établir Kd :
𝐾𝑑 =
0.4 − 0
𝜋
2
− 0
= 0.25 𝑉/𝑟𝑎𝑑
L’OCXO :
J’ai utilisé le JUMBOSTAR-FB 108 A 10 dont voici les caractéristiques :
Grace à ces caractéristiques je peux établir Ko :
𝐾0 =
10 000 005 − 9 999 995
10 − 0
= 1 𝐻𝑧/𝑉
Le filtre de boucle :
𝜏₁ = 𝑅₂ × 𝐶₂ = 0.0154
𝜏₂ = (𝑅₁ + 𝑅₂) × 𝐶₂ = 0.0160
Fig.69 : Courbe caractéristique du comparateur de phase de la PLL analogique de la carte GPS

Grace à ces caractéristiques je peux maintenant calculer wc et z :
𝑤𝑐 = 9.9 𝑧 = 3.23
Ici la donnée vraiment intéressante est le coefficient d’amortissement qui est supérieur à 1 et qui
signifie donc que le système est stable. Voici un diagramme qui reprend les différentes courbes de
gain en fonction du coefficient d’amortissement et centré sur la fréquence de coupure du système:
Le fait que le système ait un coefficient d’amortissement assez élevé provoque, certes une stabilité,
mais aussi un délai plus important avant que la PLL s’accroche, comme en exemple sur le schéma ci-
après :
Fig.70 : Diagramme de Bode d’un système du second ordre
Fig.71 : Réponse en temporel de la PLL à un échelon

Comme ici présenté, le système ne subira pas de pic, mais il sera plus long avant de s’accrocher. J’ai
préféré opter pour cette solution car avec l’expérience, j’ai appris qu’il ne fallait pas être trop exigent
avec l’amortissement, en pratique on tombe vite dans un système oscillant.
III.B Transformation des fonctions en circuits électroniques
Ici, je vais exposer les différents schémas électriques qui ont résulté de mes fonctions principales.
Je ferai un découpage fonctionnel qui aura pour but de rendre plus lisible ces schémas.
III.B.1 Power supply
Dans cette partie, je n’ai nullement besoin d’expliciter les montages utilisés car le schéma parle de
lui-même.
Que se soient les convertisseurs DC/DC ou les régulateurs de tension, il m’a simplement suffi de
suivre les notes d’applications qui leur étaient attachées pour réaliser le schéma qui convenait en
fonction des tensions que nous voulions obtenir.
Nous avons aussi placé un cavalier sur cette carte, dans l’optique de choisir la bonne tension
d’alimentation en fonction de l’OCXO que nous comptons utiliser dans la partie PLL.
Nous avons aussi séparé les alimentations électriques destinées aux circuits numériques et celles
destinées aux circuits analogiques. Le but de cette démarche est de limiter le nombre de spurious
générés par différents éléments et qui sont redistribués à tous les composants ayant la même
tension d’alimentation.
Voici le schéma électrique de cette fonction :

DO1813H-333ML
33µH
1
2
3 4
5
PTN780000AAH
R103
21.5KΩ
C101
4.7µF
C150
220µF
35V
+
C153
220µF
16V
+
C102
4.7µF
1
2
3
4
8
7
6
5
LT1763CS8-5
C103
4.7µF
C116
10µF
C161
10nF
1
2
3
4
8
7
6
5
LT1763CS8-5
C108
4.7µF
C117
10µF
+
C162
10nF
1
2
3
4
8
7
6
5
LT1763CS8-ADJ
C119
10µF
+
R107
10kΩ
R106
30.1kΩ
Normal => 5V
Option jumbostar => 11.5V
1
2
3
LT1175CST-5
C135
100nF
C118
10µF
+
1
2
3
4
8
7
6
5
LP3982IMM-3.3
R105
100kΩ
C165
33nF
C110
4.7µF
C109
4.7µF
1
2
3
4
8
7
6
5
LP3982IMM-3.3
R108
100kΩ
C163
33nF
C104
4.7µF
C105
4.7µF
1
2
3
4
8
7
6
5
LP3982IMM-3.3
R104
100kΩ
C164
33nF
C107
4.7µF
C106
4.7µF
1
2
3 4
5
ADP1710AUJZ-2.5
C124
10µF
C123
10µF
1
2
3 4
5
ADP1710AUJZ-1.2
C120
10µF
C121
10µF
+12V
+V_OCXO
(5V ou 11.5V)
-5VA
+5VA
+3V3A
+2V5A
+3V3N2
3V3N
+1V2
5VN
(USB)
Normal cavalier 1-2
Option JUMBOSTAR CAVALIER 2-3
[CONN3]
1
2
3
C130
100nF
C131
100nF
C132
100nF
C134
100nF
C133
100nF
C139
100nF
C140
100nF
C137
100nF
C141
100nF
C138
100nF
C151
220µF
35v
+
+
+
+
+
+
C152
220µF
16V
C136
100nF
C122
10µF
+
+
C100
4.7µF
+5V5
-5V5
+5V
+3V3
+5V
C115
+
C142
C160
L100
F100
L101
R100
R101
R102
CR100
P100
MA100
MA101
MA102
MA103
MA104
MA105
MA106
MA107
MA108
MA109
MA110
Power supply
Option JUMBOSTAR
R106 =82.5k
R109=2k15
SERIGRAPHIE EN GROS
9
PAD
MBRS140
CR101
R109
750Ω
Fig.72 : Schéma électrique de la fonction power supply

1
3
4
2
5
7
8
6
9
10
12
14
11
16
13
15
HMC439QS16GE
C411
100nF
C434
1nF
R400
178Ω
R411
100Ω
R404
200Ω
R410
2.37KΩ
1
2
3
4
8
7
6
5
AD8041ARZ
1
2
3
4
8
7
6
5
AD8665ARJZ
1
2
3 4
5
6
MAX4644EUT+T
C400
10µF
C410
100nF R401
178Ω
R402
20Ω
R403
20Ω
+5VA
+5VA
+5VA
R405
562Ω
R406
562Ω
R424
15.4kΩ
C432
1µF
C418
100nF
+5VA
R407
15.4kΩ
C433
1µF
C431
1nF
C430
1nF
C412
100nF
C413
100nF
+5VA
R409
1KΩ
C405
10µF
+
+V_OCXO
10M_to_PFD
OCXO_Output_To_Output_Management
C438
100pF
C437
10pF
R412
2.37KΩ R413
1KΩ
1
3
4
2
5
7 8
6 9
10
12
14
11
13
OCXOVT-BV5-10MHz
C417
100nF
+V_OCXO
C403
10µF
+
C440
68pF
C439
6.8pF
L403
2.7µH
L404
39µH
L405
3.9µH
L402
27µH
R416
511Ω
R414
10kΩ
R415
49.9Ω
R419
17.8Ω
R417
294Ω
R418
294Ω
1
2
3 4
5
JUMBOSTAR 108
A 10 AR1840#ed
2310
C422
100nF
R420
464Ω
C421
100nF
R421
464Ω
C404
10µF
C420
100nF
OCXO_Output_To_FPGA
(FPGA pin)
+3V3N2
R408
1KΩ
1
2
3
4
8
7
6
5
(10MHz->
FPGA)
mc100ept21DTG
Swith_Control_PLL
(FPGA pin)
Vcom_PLL
(FPGA pin)
Disable_loop_filter
(FPGA pin)
+
C414
100nF C406
10µF
C419
100nF +
C416
100nF
C402
10µF
+
+V_OCXO
C415
100nF
C401
10µF
+
+
PLL
MA400
MA401
MA402
MA403
MA404
MA405
MA406
R423
20Ω
C405
10µF
C418
100nF
+5VA
C423
100nF
+
R423
1kΩ
C407
10µF
NC
C423
100nF
+
R422
100k
NC
Option JUMBOSTAR
R414 R415 NC R416 0 ohm
L402 C437 NC R422 o ohm
L403 120nH C438 2.2nF
L404 5.6uH C439 47pF
L405 C440 NC
R417 R418 NC R419 0 ohms
Option JUMBOSTAR
R412 0 ohm
R413 NC
OPTION
OCXO-Jumbostar
R425
100Ω
LIGNE 50 ohms
III.B.2 PLL
Comparateur de phase
(phase frequency detector)
Filtre de boucle
Switch
Filtre passe bas
Passe du cosinus
au carré pour le
FPGA (10Mhz)
Amplification
Filtre passe bas
Atténuateur
bas
Atténuateur
bas
Atténuateur
bas
Filtre passe bande
Les deux OCXO
Fig.73 : Schéma électrique de la fonction PLL

R322
1KΩ
R321
1KΩ
R323
2KΩ
R325
0Ω
C305
100nF
R319
464Ω
C306
100nF
R320
464Ω
R314
17.8Ω
R309
301Ω
R310
301Ω
C322
10µF
C304
100nF
+3V3A
R324
1KΩ
L300
5.6µH C333
47pF
C332
2.2nF
L303
120nH
R315
17.8Ω
R318
17.8Ω
R316
17.8Ω
1
2
3
4
5
6
7
8
ADG901BRMZ
(SWITCH)
R313
17.8Ω
R311
301Ω
R312
301Ω
C307
100nF
+2V5A
+2V5A
1
2
3
4
5
6 7 8 9 10
11
12
17
20 16
18
15
19
14
13
ADG904BCPZ
(switch 4 inputs)
RF1 RF2
RF3 RF4
OUT
L301
5.6µH
C330
47pF
C331
2.2nF
L302
120nH
1
3
4
2
5
7
8
6
9
10
12
14
11
16
13
15
R302
464Ω
R303
464Ω R304
464Ω
R306
464Ω
R305
464Ω
R307
464Ω
+5VA
-5VA
(FPGA disable AOP)
(FPGA disable AOP)
10 Mhz
Direct Output
10 Mhz Input
1
2
3
4
8
7
6
5
(10MHz->
FPGA)
Switch_4_Enable
(FPGA pin)
Switch_4_Control_A0
(FPGA pin)
10M_to_PFD
LMH6733MQ
( triple amplifier)
mc100ept21DTG
Switch_4_Control_A1
(FPGA pin)
Switch_ADG901_Control
(FPGA pin)
10_MHz_detection
(FPGA pin)
EN-AOP4-A
(FPGA pin)
EN-AOP4-B
(FPGA pin)
EN-AOP4-C
(FPGA pin)
+
C308
100nF
R301
511Ω
C320
10µF
+
C321
10µF
+
C300
100nF
C301
100nF
C302
100nF
C303
100nF
R300
511Ω
R308
49.9Ω
C324
10µF
C323
10µF
+
+
INPUT MANAGEMENT
C309
100nF
C310
100nF
MA300
MA301
MA302
MA303
P300
P301
10MHz from Output management
LIGNE 50 ohms
LIGNE 50 ohms
LIGNE 50 ohms
LIGNE 50 ohms
LIGNE 50 ohms
LIGNE 50 ohms
LIGNE 50 ohms
III.B.3 Input management Amplification de sortie
Filtre passe bande
10Mhz
Switch 4 positions
Atténuateur
Atténuateur
Atténuateur
Filtre passe bande
10Mhz
Passe du cosinus
au carré pour le
FPGA (10Mhz)
Switch (10Mhz ou
haute impédance)
Fig.74 : Schéma électrique de la fonction input management

1
3
4
2
5
7
8
6
9
10
12
14
11
16
13
15
R512
464Ω
R513
464Ω R514
464Ω
R516
464Ω
R517
464Ω
R515
464Ω
FPGA disable AOP
LMH6733MQ
( triple amplifier)
1
3
4
2
5
7
8
6
9
10
12
14
11
16
13
15
R506
464Ω
R507
464Ω R508
464Ω
R510
464Ω
R511
464Ω
R509
464Ω
+5VA
-5VA
LMH6733MQ
( triple amplifier)
1
3
4
2
5
7
8
6
9
10
12
14
11
16
13
15
R500
464Ω
R501
464Ω R502
464Ω
R504
464Ω
R505
464Ω
R503
464Ω
+5VA
-5VA
LMH6733MQ
( triple amplifier)
(FPGA disable AOP)
OCXO_Output_To_Output_Management
10MHz from Output management
EN-AOP1-C EN-AOP1-B EN-AOP1-A
EN-AOP2-C EN-AOP2-B EN-AOP2-A EN-AOP3-C EN-AOP3-B EN-AOP3-A
(FPGA disable AOP)
R524
49.9Ω
R525
49.9Ω
R526
49.9Ω
R521
49.9Ω
R522
49.9Ω
R523
49.9Ω
R520
49.9Ω
R532
10Ω
R531
2.37KΩ
R530
1KΩ
C520
10µF
+
C521
10µF
+
C503
100nF
C501
100nF
C502
100nF
C500
100nF
C506
100nF
C505
100nF
C504
100nF
C507
100nF
C522
10µF
+
C523
10µF
+
-5VA
C524
10µF
+
+5VA
C525
10µF
+
C508
100nF
C509
100nF
C510
100nF
C511
100nF
OUTPUT MANAGEMENT
R533
200Ω
R534
200Ω
MA500
MA501
MA502
10Mhz_FPCOM
10MHZ__FPDSP
10MHZ__FPIF 10MHZ_UPCONV1
10MHZ_UPCONV2
10MHZ_DOWNCONV
R535
1kΩ
III.B.4 Output management
Fig.75 : Schéma électrique de la fonction output management

Après avoir décri mes fonctions principales, voici quelques parties de circuits que j’ai dû incorporer
sur la carte GPS, telles que :
Le driver de ligne :
Le but de ce montage est simplement de sécuriser le signal RS232 qui arrive sur le FPGA, il faut à tout
prix le protéger contre les chocs électrostatiques.
Protection du signal 1PPS :
Le 74ABT125 est, en résumé, une simple porte logique qui sert à bien isoler le signal. Pour le reste du
circuit, ce sont des composants qui adaptent le signal pour qu’il soit le plus pure possible en évitant
les probables spurious et autres parasites.
Fig.76 : Schéma électrique du drivers de ligne
Fig.77 : Schéma électrique de la protection du signal 1PPS

J’en ai donc fini pour la partie conception analogique de mon projet, il manque cependant le câblage
du FPGA que je ferai figurer à la suite des explications données sur celui-ci.
Après avoir conclu cette phase de
conception analogique, j’ai ensuite
délégué au bureau d’étude la tache de la
création physique de la carte via le
logiciel Cadence.
C’est avec eux que j’ai pris la décision
d’élaborer cette carte sur un substrat de
6 couches. Sachant que ma carte est la
plus complexe du point de vue CEM, il
fallait être sûr d’avoir les espaces
nécessaires pour une bonne isolation.
C’est essentiellement grâce à ce logiciel
que j’ai effectué les modifications sur la
carte. Effectivement, après fabrication
de celle-ci, j’ai pu la tester et sans
surprise, elle ne fonctionnait pas
entièrement correctement. C’est en
jouant avec l’oscilloscope et l’analyseur
de spectre que je détectais les erreurs.
Pour mieux comprendre certains aspects
déficients il m’était indispensable de
savoir comment étaient configurées les
couches internes, ce que Cadence me
permettait de savoir aisément.
De plus il s’impose en outil indispensable
surtout quand nous avons besoin de
savoir rapidement ou se trouve un
certain composant. Grâce à son moteur
de recherche, en quelques secondes
c’est possible.
Voici donc une image tirée du logiciel
pour mieux comprendre comment a été
effectuée cette conception.
Fig.78 : Image tirée de Cadence représentant la carte GPS

En même temps que cette visualisation de la carte GPS, il m’a été fourni des vues 3D de celle-ci :
Fig.81 : Vue 3D de la carte GPS n°3

Pour une meilleure résistance aux perturbations externes et pour moins polluer l’extérieur des ondes
indésirables générées par la carte GPS, des capots ont été placés dessus, tels que :
Enfin une dernière image qui montre comment la carte va s’insérer dans l’EMB :
Fig.82 : Vue 3D de la carte GPS avec capots
Fig.83 : Vue 3D de la carte GPS au sein de l’EMB

III.C Conception des parties VHDL et Java
III.C.1 Conception de la partie VHDL
Au vue de la conception analogique, il figure que le FPGA doit délivrer un certain nombre de
commandes qui piloteront l’ensemble de la carte, en passant par le on/off des amplis, le contrôle des
switchs ou encore celui des sorties.
Il contient aussi une grosse partie d’asservissement de fréquences dont voici les différentes
configurations :
Si la carte se synchronise sur un 10 Mhz:
Elle doit fournir en sortie un 1PPS et un signal IRQ (interruption configurable).
Si la carte se synchronise sur un 1PPS:
Dans cette configuration, elle doit fournir les mêmes éléments et le 10 Mhz qu’elle aura
obtenus en se synchronisant sur le 1PPS (PLL numérique).
Un lourd dispositif est déployé, par exemple un driver USB est compilé pour s’interfacer à un
ordinateur, avec lequel nous allons pouvoir via une IHM, envoyer les commandes qui piloteront la
carte ou qui effectueront toutes taches incluses dans le FPGA. J’ai aussi inséré un driver I²C pour
pouvoir enregistrer les configurations de la carte GPS, afin qu’en cas de coupure de courant, à
l’allumage on ne perdre pas de temps pour remettre le système « on air ».
J’ai dû élaborer un fichier contenant les différents registres que j’allais utiliser pour que mon code
VHDL soit compatible avec l’IHM Java que j’ai monté en parallèle.
En ce qui concerne le codage en lui-même, malgré qu’il ait occupé une grande part du projet, je ne
vais pas le décrire. Je ferai une description fonctionnelle plus utile à la compréhension que de
décrypter des centaines de lignes de code.
Ci-après voici le synoptique que j’ai affuté au fur et à mesure du temps et de l’évolution de mon
IHM :

PPS_MANAGEMENT
VCOM_PLL
Status
management
Driver
RS232
GPS
reset_prog_fpga
jtag
presence
FPIF_1PPS
FPCOM_1PPS
FPDSP_1PPS
IRQ
REAR_IN_1PPS
CK_100M
ENABLE_100MHZ
SWITCH_4
EN_AOP1/2/3/4
CK_10M_DETECTION
OCXO_OUTPUT_TO_FPGA
FPCOM_RS232_RX/TX
RESET_DSP
Clock Management
12
3
CK_100 CK_10_INT RESET
UTC_RX/TX
ctrl
Driver
I²c
EEPROM
Driver
USB
USB_DAT
8
USB_TXE
USB_RXE
USB_WR
USB_RD
eeprom 1K octet
FPGA_PROM_SCL
FPGA_PROM_SDA
SWITCH_CTRL_PLL
DISABLE_LOOP_FILTER
SWITCH_ADG901_CTRL
STATUS
DIGITAL_PLL
1PPS
VCOM
CTRL
CTRL
CTRL
CTRL
rf_gps
GPS_INT_1PPS
GPS
receiver
GPS_INT_RX/TX_A
GPS_INT_RX/TX_B
HARD_CONF
3
LED
4
FPCOM
8
DAT1/2_FPIF
2
HARD
CTRL
REAR_OUT_1PPS
Fig.84 : Synoptique de la partie FPGA de la carte GPS

Je vais maintenant décrire la corrélation qu’il y a entre l’IHM et mon code VHDL, je le ferai à l’aide du
tableau qu’on appelle « register mapping ».
Sur ce tableau j’ai établi 8 informations pour chaque registre :
« Function » : Le nom du bloc qui contient ce registre.
« Hexa offset » : Dans un but de simplicité de codage, j’ai voulu séparer chaque fonction en
leur attribuant un offset d’adresse pour qu’elles soient simples à repérer.
« Hexa addr » : le nom parle de lui-même…
« Reg name » : Le nom du registre.
« Read only » : Il y a certains registres qui ne pourront que lire une valeur contenue dans le
FPGA et qui ne pourront donc pas la changer, pour la partie Hard par exemple ce n’est pas le
cas pour aucun des registres car ils sont sensés contrôler la carte.
« Data IHM min » : valeur minimum de la donnée.
« Data IHM max » : valeur maximum de la donnée.
« Comments… » : Description des différentes valeurs du registre.
Voici la description des différents blocs :
Hard :
Cette partie est donc celle qui contrôle tous les composants qu’on peut piloter via le FPGA.
- DAT1 et DAT2 sont simplement des registres qui laissent passer les deux informations
pour la carte FPIF, informations que je n’utilise pas.
- A l’adresse 4, ce signal sert simplement à éteindre l’ampli qui met en forme le 10 Mhz qui
sort en back panel.
- A l’adresse 5, je choisi quel 10 Mhz je désir mettre en sortie back panel.
- De l’adresse 6 à l’adresse B, je peux couper les amplis qui distribuent le 10 Mhz sur les
autres cartes de l’EMB.
- A l’adresse C, j’ai placé ce registre pour couper l’activité du comparateur de phase dans
le cas où on utiliserait la PLL numérique pour éviter tout spurious non voulu.
Fig.85 : Extrait du register mapping pour la partie « hard »

- A l’adresse D, je choisi si j’utilise la PLL numérique ou analogique.
- A l’adresse E, j’ai placé ce registre pour couper l’ampli du filtre de boucle de la PLL
analogique dans le cas où on utiliserait la PLL numérique pour éviter tout spurious non
voulu.
- A l’adresse F, j’ai mis un registre qui coupe l’ampli qui prépare le 10 Mhz qui sera
amplifié par la suite pour sortir sur les différentes cartes de l’EMB.
PPS management :
Cette partie se charge de distribuer le 1PPS, elle n’est contrôlée que sous forme de code VHDL.
- De l’adresse 1 à l’adresse 3, je choisi de distribuer ou non le 1PPS sur les différentes
cartes mentionnées.
- A l’adresse 4, je décide de produire une IRQ ou non.
- A l’adresse 5, je choisi quel 1PPS je veux en sortie back panel. Soit celui de l’extérieur,
soit celui fournit par le récepteur GPS de ma carte, soit celui généré par mon code VHDL.
- A l’adresse 6, je choisi quel 1PPS je veux en sortie sur les autres cartes. Soit celui de
l’extérieur, soit celui fournit par le récepteur GPS de ma carte, soit celui généré par mon
code VHDL.
Clock management :
Ici on ne peut que lire les données.
- A l’adresse 1 est indiqué si le 10 Mhz d’entrée est correct et exploitable.
- A l’adresse 2 est indiqué si la PLL numérique est accrochée.
Fig.86 : Extrait du register mapping pour la partie « PPS management »
Fig.87 : Extrait du register mapping pour la partie « Clock management »

Digital PLL :
Dans cette partie, nous nous chargeons de la PLL numérique contenu dans le FPGA.
- Vcom_PLL est un registre qui permet de rentrer à la main la valeur de sortie du signal
portant le même nom.
- A l’adresse 2, j’ai placé un registre qui me permet de sélectionner l’entrée sur laquelle je
veux que ma PLL numérique se synchronise.
- A l’adresse 3, j’ai positionné un indicateur qui me certifie que l’OCXO sort bien un 10Mhz
exploitable.
- A l’adresse 4, une fois de plus j’ai mis un capteur de présence du module GPS.
- A l’adresse 5, encore un capteur, mais cette fois il indique si le 1PPS qui vient de
l’extérieur est exploitable.
UTC RS232 :
Même si je ne traite aucune donnée provenant de l’UTC, il faut que je puisse passer ces informations
aux cartes qui le feront.
- A l’adresse 1, je sélectionne le signal RS232 que je distribuerai aux autres cartes. Je choisi
soit l’un des deux provenant du récepteur GPS, soit l’UTC externe, ou encore un « 1 » ou
un « 0 », pour pouvoir tester le bon fonctionnement de l’ensemble du système même si
le GPS et l’UTC externe ne sont pas en place.
- A l’adresse 2, un Statut m’indique le bon état de la ligne.
- En ce qui concerne les deux derniers registres, je ne les traite pas pour le moment, mais
plus tard il faudra pouvoir interpréter les informations qui transiteront sur le support
RS232, c’est pour cette raison que j’ai laissé un delta de 100 adresses.
Fig.88 : Extrait du register mapping pour la partie « Digital PLL »
Fig.89 : Extrait du register mapping pour la partie « UTC RS232 »

Statuts :
Ces deux registres sont une simple indication du numéro de révision du software et du hardware. Ils
s’avèrent utiles surtout lors des phases de développement, pour être sûr rapidement d’avoir intégré
le bon software avec la bonne modification ou pour les changements physiques opérés sur la carte.
EEPROM :
Ces registres permettent de configurer l’EEPROM.
- Le premier sélectionne l’auto restore, ce qui signifie, le fait de remettre lors de
l’allumage de la carte la dernière configuration enregistrée.
- Ce dernier registre s’applique en temps réel, nous pouvons grâce à lui enregistrer une
configuration, la restaurer ou l’effacer.
Voici clos la partie VHDL, certes je n’ai pas approfondi au niveau du code, mais j’ai explicité les points
importants car ils sont en étroites collaboration avec la partie qui va suivre.
Ci-après, le schéma du mapping du FPGA puis son schéma électrique. Je ne les expose que
maintenant car j’ai voulu expliquer au préalable tout ce qui figure dessus, pour éviter toute
incompréhension.
Fig.90 : Extrait du register mapping pour la partie « Statuts »
Fig.91 : Extrait du register mapping pour la partie « EEPROM »

Fig.92 : Mapping du FPGA de la carte GPS

Fig.93 : Schéma électrique du FPGA de la carte GPS

III.C.2 Conception de la partie IHM java
Ici, je ne ferai qu’exposer la corrélation qu’il y a entre mon code VHDL et mon code Java.
Pour se faire, je vais expliquer le chemin de l’information entre l’écran du PC avec l’IHM et le code
VHDL.
Lorsque j’envoie une commande au FPGA via l’USB, c’est un mot de 14 caractères hexadécimaux que
je transfère, tel que :
XX XXXX XXXXXXXX, les deux premiers sont pour informer le FPGA si je veux écrire ou lire, les quatre
suivants sont l’adresse et les huit derniers sont la donnée.
Voici l’exemple d’une initialisation via l’IHM :
Ci-après l’IHM réalisée, avec sur chaque bouton l’adresse du registre correspondant :

Fig.94 : IHM utilisée pour piloter la carte GPS

Il est possible d’enregistrer toute configuration sur l’ordinateur pour pouvoir les recharger en un rien
de temps.
Lorsque je veux effectuer une écriture, je place tous mes boutons dans la configuration que je
souhaite, ensuite j’appuie sur « write », là un fichier texte est généré, il est envoyé à une petite
application qui transmet via l’USB les données mises en forme pour le FPGA. Il va les interpréter et
appliquer ce qu’il a « compris ». Malgré le fait que nous soyons en écriture, je relève tous les
registres en lecture seul pour renseigner tous les champs de mon IHM.
Lorsque je fais une lecture, j’ai simplement à appuyer sur le bouton « read » et mon IHM se
positionnera dans la même configuration que le FPGA.
Voici fini la partie IHM java.
Malheureusement, je me suis blessé gravement au mois d’avril, ce qui m’a empêché de finir le projet,
je devais réaliser la dernière partie qui est la PLL numérique.
Je me suis cependant posé quelques temps dessus et j’ai une idée du système à déployer :
Il faut savoir que je vais m’asservir sur une fréquence de 1 Hz et je veux sortir une fréquence de
10Mhz, ce qui signifie un temps d’accrochage monstrueux, environ 3 jours et 6 heures. Voici les
différentes formes de réponses indicielles en fonction du coefficient d’amortissement :
L’idée serait de faire monter très vite le signal dans la zone d’accrochage (z petit) et dès qu’il y est
dedans, jouer sur le filtre de boucle pour éviter les oscillations (z grand). Théories qui a déjà fait ses
preuves, mais que je ne pourrai malheureusement pas essayer.
La partie étude et réalisation clause, je vais maintenant développer le côté gestion de projet.
Fig.95 : Différentes réponses indicielles en fonction du filtre de boucle

PARTIE IV
Gestion du projet

IV.A. Processus de réalisation d’un circuit électronique
Dans un souci d’amélioration continu et de gestion de la qualité les circuits développés au sein de la
branche transmission suivent rigoureusement un processus définit en interne : ETM3-PRO.
La figure ci-dessous permet d’avoir une vision globale ainsi qu’un découpage par phase du processus
ETM3-PRO. Pour lancer une étude il faut établir l’étape de proposition du projet, cette proposition
peut émaner de la direction technique ou peut venir des ingénieurs de développement eux-mêmes
qui ressentent le besoin d’amélioration tel ou tel produit. Un dossier avec à l’appui une présentation
doit être remis au directeur des études et du développement qui donne un avis favorable ou non du
lancement du projet : Kick Off. Une fois le projet lancé, une première étude de faisabilité démarre et
mentionne les participants du projet ainsi qu’un premier chiffrage, puis, des premières données
techniques sur la faisabilité du produit ou de l’étude apparaissent sous la forme d’un premier
document. Une fois la faisabilité du projet déterminée nous passons à la phase de planification, où
nous devons nous poser des jalons qui seront les points clés pour vérifier le bon déroulement du
projet dans le temps et éventuellement revoir les délais en temps réel. Dans la même phase, la
rédaction des premières spécifications techniques vient enrichir le dossier de l’étude. Ensuite le
temps consacré au développement débute, il résulte d’une revue générale qui s’opère avec le chef
de service pour enchaîner avec les procédés de qualification qui consistent pour un circuit à observer
la disponibilité des composants, leurs caractéristiques et à normaliser les documentations (PCB,
schéma, nomenclature, spécifications techniques) à transmettre au sous-traitant réalisant le circuit.
Fig.96 : Processus ETM-3 de réalisation d’un circuit chez Thomson

IV.B. Description des étapes du projet
Dans cette partie je vais expliquer comment le projet s’est déroulé, je listerai les points clés en
ajoutant un bref descriptif des tâches constituant les différentes phases.
Phase 1 : Etudes Préliminaires
Cette phase indispensable m’a permis de définir les dossiers de spécification qui contiennent : les
caractéristiques des interfaces d’entrées/sorties, les protocoles de communication, les choix
stratégiques des composants à utiliser, le découpage fonctionnel des blocs relatifs à la réalisation du
système et les normes relatives à la conception du circuit. Pour définir ces points, il a fallu
auparavant étudier les caractéristiques du système actuel et comprendre son fonctionnement, le
tout dans un objectif d’amélioration.
Phase 2 : Etudes et conception Hardware
Durant cette phase j’ai étudié en détail le système à concevoir au niveau matériel pour réaliser les
schémas électriques de la carte GPS. Pour ce faire, je me suis appuyé sur des logiciels de simulation
tels que PSPICE, Switcher CAD III et eagleware (l’étude des filtres), afin de valider théoriquement les
fonctions analogiques à mettre en place. Lors de la conception des schémas électriques j’ai pris en
considérations la bibliothèque de composants déjà présente dans la société dans le but de diminuer
le risque lié à l’utilisation de nouveaux composants, cela m’a aussi permis de réduire les délais
d’approvisionnement. La conception du PCB a été réalisée en interne par l’équipe du BE, quant à la
conception physique j’ai fait appel à une société extérieure.
Phase 3 : Etudes et conception des modules HDL
Une fois les entrées/sorties spécifiées j’ai conçu l’architecture en détail, ce qui comprend tous les
modules à programmer en VHDL. Ces modules HDL ont été développés avec les logiciels suivant : ISE
11.3 et ModelSim XE III.c. J’ai validé chaque bloc, un par un, avant d’assembler le tout. J’ai utilisé une
conception très hiérarchique afin de diviser au maximum l’architecture interne, ce qui a facilité les
phases de tests et de correction des erreurs.
Phase 4 : Elaboration de l’IHM Java
Après conception de la structure VHDL, j’ai donc établi l’IHM en Java. En premier lieux, j’ai dû me
familiariser avec l’univers du langage orienté objet. C’est ensuite qu’étape par étape j’ai validé les
différents constituants de mon interface. En dernier point, j’ai dû adapter mon code pour qu’il soit
utilisable aussi bien sur un OS Windows que Linux (système d’exploitation embarqué dans l’EMB).
Phase 5 : Intégration Hardware/HDL/Java et testabilité
Il a fallu prévoir un temps non négligeable pour la validation et l’intégration des ensembles HDL et
Java, c’est lors de cette étape que je me suis rendu compte des erreurs qui auraient pu être évitées.
J’ai dû mettre en place des procédures de tests pour m’assurer du bon fonctionnement du circuit.
Après plus d’une semaine de tests intensifs, j’ai pu conclure que mon produit était validé et qu’il
répondait entièrement au cahier des charges.

Didier
MARTINEAU
Chef de projet
Ingénieur
R&D
•En qualité de maître
d’apprentissage il m’a guidé
lors de toutes les phases de
mon projet.
•Validation du circuit,
développement HDL.
Daniel
ARTAUD
Ingénieur R&D
•Vérification des circuits
analogiques.
•Modification des circuits non
conformes.
Gilles
QUINTIN
Ingénieur
développement
logiciel
•Concepteur de l'automaticité
des émetteurs.
•Aide par rapport à l'IHM java
L'ensemble
du bureau
des études
•Réalisation du PCB
•Normalisation du schéma
Bruno
MASSON
Achat
Composants
•Vérification de la
nomenclature
IV.C Les acteurs du projet
Ce projet a fait appel aux connaissances d’experts en électronique ayant travaillé sur la réalisation de
l’EXC3G. La majeure partie des fonctions a été réalisée par mes soins, en revanche pour ce qui est de
la conception du PCB (routage), la charge a été attribuée au bureau d’étude, la réalisation physique a
été faite par un sous-traitant avec lequel la société a l’habitude de travailler. Il est possible de voir sur
le schéma ci-dessous quelles ont été les interactions autour de ce projet.
Fig.97 : Schéma décrivant les principaux acteurs du projet
Bruno BARTOLI
Apprenti Ingénieur
Responsable de
l’étude et du
développement de la
carte GPS

IV.D. Le diagramme de Gantt du projet
Fig.98 : Diagramme de Gantt de mon projet

Comme nous pouvons l’observer sur ce diagramme, je suis arrivé à terme des étapes A), B),
C) et D) hormis la partie VHDL n°2, j’ai tout de même estimé le temps qui m’aurait été nécessaire
pour conclure mon projet et comme prévu, je l’aurai terminé fin juin. Manque de chance, le fait que
je me sois blessé m’a empêché de mener à bien ma mission.
IV.E. Les coûts du projet
Suite à l’élaboration du diagramme de Gantt, en sachant les honoraires de chaque intervenant, ici
90€/h pour tout le monde et 45€/h pour moi, j’ai déduit les coûts de mon projet, tels que :
J’ai intégré dans les coûts le temps de travail présumé qu’il me restait pour finir le projet, pour
interpréter le budget dans sa globalité.
Lors de mon CAPI j’avais calculé un total de 162 882€ avec une belle marge de sécurité, finalement,
au bout du projet, on peut se rendre compte que cette marge n’était pas superflue et que mon calcul
était à fortiori correct.
Bruno BARTOLI 2240 h 100 800,00 €
Bruno MASSON 24 h 22 320,00 €
Daniel ARTAUD 144 h 2 160,00 €
Bureau d'étude 248 h 12 960,00 €
Outillage 1 863,00 €
PCB X 6 1 800,00 €
Approvisionnement 861,00 €
Sous-traitant, câblage 513,00 €
Suivi Didier 266 h 24 300,00 €
Total 167 577,00 €
Fig.99 : Graphique en secteur de la répartition des coûts de mon projet

Conclusion
En conclusion le projet que l’on m’a confié m’a apporté énormément sur un plan technique puisqu’il
met en œuvre la réalisation complète d’une carte électronique, en passant par l’alimentation,
l’acquisition de signaux analogiques, la conversion numérique, les circuits intégrés, le traitement de
signal, la modélisation d’architecture numérique en VHDL, l’élaboration d’une IHM en Java qui
fonctionne sur Windows et Linux, la testabilité, l’achat de composants, la nomenclature et encore
bien d’autres. La position centrale que j’ai eu au cours du développement de ce circuit m’a permis
d’appréhender la complexité qui réside dans la fabrication d’une carte électronique mais aussi de me
rendre compte que la gestion du temps reste un paramètre qu’il ne faut pas négliger, et ce, dès le
départ.
Le circuit que j’ai conçu devrait bientôt subir son rapport de qualification, je suis heureux de savoir
que ce projet a été mené à bien. J’ai eu depuis le début l’envie de le finir moi-même, il me tenait à
cœur. C’était pour moi, un défi très lourd à relever. Après avoir effectué 85% de la mission dont
j’étais investi, je ressens comme une frustration. Malgré tout, je reste optimiste, ce que j’ai réalisé
avec l’aide et le soutient de mes collègues et majoritairement mon maître d’apprentissage, est une
belle prouesse. J’aurai apprécié pouvoir réaliser la PLL numérique, c’était l’une des parties les plus
compliquées et la plus intéressante du projet.
Celui-ci clos ainsi trois années d’études en alternance entre l’ENSEA et la société THOMSON GRASS
VALLEY France SA, trois années durant lesquelles j’ai pu découvrir le quotidien du métier d’ingénieur
avec ses défis techniques, ses réussites et ses échecs. Durant ces trois années je pense avoir acquis
les rudiments nécessaires pour exercer la fonction d’ingénieur, j’ai eu la chance de pouvoir faire une
première année en alternance au préalable, j’étais intégré au sein du service technique de la
plateforme de production des émetteurs TV. Là-bas, j’y ai fait mes premières armes, j’ai pu observer
les différents avantages et inconvénients des anciens émetteurs numériques, ce qui m’a fortement
aidé dans la conception de mon projet. De plus, j’ai aussi eu un certain rôle dans le développement
des autres composants du nouvel EMB de part cette expérience.
Malgré toutes ces connaissances acquises, que ce soit à l’école ou chez Thomson et comme je me
sens près à entrer dans le monde du travail, j’ai choisi de monter ma société, orienté dans un tout
autre domaine. Ce serait un site internet qui propose de fortes réductions dans le milieu de la
restauration. C’est après 7 ans passées à faire de l’électronique et de l’informatique que je me suis
rendu compte que ce n’était finalement pas mon domaine de prédilection. J’apprécie énormément
l’aspect « technologie de pointe » que j’ai pratiqué durant toutes ces années mais je ne me sens pas
à ma place dans un bureau d’étude, mes envies sont de manager une mission, gérer des ressources
et réussir à mettre en commun les connaissances de chacun dans le but de réaliser un projet qui
m’est propre.

Bibliographie
Le langage VHDL : du langage au circuit, du circuit au langage : cours et exercices corrigés. B. Weber
et S. Moutault. Editeur : DUNOD, 27 décembre 2006. ISBN : 978-2100501915.
Systèmes électroniques II – Acquisition et restitution du signal. M. Correvon. Polycopié de cours de la
Haute Ecole Spécialisée de Suisse Occidentale (HES-SO).
Advanced FPGA Design: Architecture, Implementation, and Optimization. S. Kilts. Editeur: WILEY,
2007. ISBN: 978-0470054376.
Monolithic phase-locked loops and clock recovery circuits: theory and design. Par Behzad Razavi
Liens pour la documentation technique des composants
Alimentations :
http://cds.linear.com/docs/Datasheet/1963fc.pdf
http://cds.linear.com/docs/Datasheet/3021fc.pdf
http://focus.ti.com/lit/ds/symlink/ptn78000w.pdf
http://www.murata.com/products/catalog/pdf/c50e.pdf
http://search.murata.co.jp/Ceramy/image/img/PDF/ENG/L0117BNX00.pdf
Convertisseurs, comparateurs et amplificateurs opérationnels :
http://www.analog.com/static/imported-files/data_sheets/AD7991_7995_7999.pdf
http://www.analog.com/static/imported-files/data_sheets/AD7801.pdf
http://www.digchip.com/datasheets/parts/datasheet/477/THS1401-pdf.php
http://cds.linear.com/docs/Datasheet/1011afc.pdf
http://www.analog.com/static/imported-files/data_sheets/AD8691_8692_8694.pdf
http://www.analog.com/static/imported-files/data_sheets/ADTL082_084.pdf
http://www.fairchildsemi.com/ds/MO%2FMOCD223-M.pdf
FPGA, FTDI, PROM et transceiver RS232 :
http://www.xilinx.com/support/documentation/user_guides/ug331.pdf
http://www.xilinx.com/itp/xilinx10/books/docs/spartan3_hdl/spartan3_hdl.pdf
http://www.xilinx.com/itp/xilinx10/books/docs/spartan3_scm/spartan3_scm.pdf
http://china.xilinx.com/support/documentation/user_guides/ug161.pdf
http://www.ftdichip.com/Documents/DataSheets/DS_FT2232H.pdf
http://datasheets.maxim-ic.com/en/ds/MAX3224-MAX3245.pdf
PLL :
http://www.ponge.com/telechargements/pll.pdf
http://www.lesia.insa-toulouse.fr/uploaded/files/publications/theses/these-pascal-acco.pdf
http://www.docstoc.com/docs/24179411/LA-BOUCLE-A-VERROUILLAGE-DE-PHASE-ou-PLL-PHASE-
LOCKED-LOOP-(module-E4)
Transistors :
http://www.nxp.com/documents/data_sheet/BC846S.pdf

Glossaire
1PPS : One Pulse Per Second.
ADC : Analog Digital Converter convertisseur analogique numérique.
API: Application Programming Interface bibliothèque de fonctions.
ASI : Asynchronous Serial Interface = Interface Serial asynchrone Les bits sont envoyés
en séries et il n’y a pas de synchronisation entre l’émetteur et le récepteur. C’est un
signal variant entre 0 mV et 700 mV.
ATSC: Advanced Television Systems Committee standard de diffusion vidéo USA.
CPLD, PLD: Complex Programmable Logic Device composant numérique programmable.
CPU : Central Processing Unit.
DAB: Digital Audio Broadcasting standard de diffusion audio numérique.
DED : Département d’étude et de développement.
DRM: Digital Radio Mondiale.
DVB: Digital Video Broadcasting, -h handle, -t terrestrial standard de diffusion vidéo EU.
DVB-T: Digital video broadcast terrestrial.
EXC-3G: Exciter de 3ème generation.
FPGA : Field Programmable Gates Array composant numérique programmable avec de grandes capacités et
de ressources.
HDL : Hardware Description Language module ou composant au sein des composants numériques
programmables.
ISDB-T: Integrated Services Digital Broadcasting terrestrial (norme japonaise).
JTAG : Joint Test Action Group protocole de communication utilisé aussi pour programmer des
circuits intégrés.
MFN : Multi Frequency Network un réseau recouvrant une zone géographique importante qui
est constitué de plusieurs émetteurs dont le signal doit être identique. L’onde se
propage en arc de cercle il se créera donc des zone où deux signaux se
superposeront. Pour résoudre le problème on utilise des fréquences d’émission
différentes.
MPEG: Moving Picture Experts Group Groupe de travail chargé du développement de
normes internationales pour la compression, la décompression, le traitement et le
codage de la vidéo, de l'audio.
PCB : printed circuit board.

PLL : Phase Loop Locked boucle à verrouillage de phase.
PROM: Programmable Read Only Memory type de mémoire.
SBTVD-T: Sistema Brasileiro de Televisão Digital terrestrial (même norme que les japonais).
SFN : Single Frenquency Network une seule fréquence d’émission sur tout le réseau. Ce
mode de fonctionnement a été mis en place pour remédier au problème du MFN.
SW/MW: Short Wave / Medium Wave gamme de fréquence.
USB: Universal Serial Bus.
UTC: Universal Time Coordinated.
VHDL: Very High speed integrated circuit Description Language.
VLF/LF: Very Low Frequency / Low Frequency gamme de fréquence.

Table des figures
Fig.1 : Activités du groupe Thomson p.9
Fig.2 : Principaux Clients du groupe p.9
Fig.3 : Répartition géographique du groupe Thomson dans le monde p.10
Fig.4: Organisation du groupe Thomson p.11
Fig.5 : Marques Commerciales du groupe Thomson p.12
Fig.6 : Organisation de l’entité Grass Valley p.12
Fig.7 : Répartition des activités de la branche transmission p.13
Fig.8 : Organigramme du service p.15
Fig.9 : Chaine de l’image numérique p.17
Fig.10 : Sirius avec écran LCD en façade p.21
Fig.11 : Configuration des Elites en fonction de la puissance de sortie p.22
Fig.12 : Configuration de la gamme Elite 100 p.23
Fig.13 : Configuration de la gamme Elite 1000 p.23
Fig.14 : Les composants constituant la gamme Elite 1000 p.24
Fig.15 : Diagramme block du système Elite p.25
Fig.16 : Baie Elite 1000, refroidissement liquide p.26
Fig.17 : Systèmes de distribution de l’Elite 1000 p.28
Fig.18 : Système de clips automatique de l’Elite 1000 p.29
Fig.19 : Configuration des différentes gammes d’Elite 1000 p.32
Fig.20 : Configuration double drive d’Elite 1000 p.32
Fig.21 : Configuration passive reserve d’Elite 1000 p.33
Fig.22 : Configuration N+1 d’Elite 1000 p.33
Fig.23 : Ampli Elite 1000 p.34
Fig.24 : Schéma-block de l’ampli Elite 1000 p.35
Fig.25 : Vue de derrière de l’ampli Elite 1000 p.36
Fig.26 : Plaquette basique de l’ampli Elite 1000 p.37
Fig.27 : LEDs de l’ampli Elite 1000 p.37
Fig.28 : Courbes du facteur de puissance p.38
Fig.29 : L’alimentation de l’ampli Elite 1000 p.39
Fig.30 : Carte de gestion de l’Elite 1000 p.41
Fig.31 : Unité de gestion de l’Elite 1000 p.41
Fig.32 : Connectiques de l’unité de gestion de l’Elite 1000 p.42
Fig.33 : Exemple d’affichage du panneau du caisson de gestion de l’Elite 1000 p.43
Fig.34 : Structure MIB de l’agent SNMP p.44
Fig.35 : Page de supervision typique du site web p.45
Fig.36 : FICS à 12 entrées p.47
Fig.37 : Diagramme block du FICS p.47
Fig.38 : Deux charges de balance montées sur une plaque de refroidissement liquide p.48
Fig.39 : Le Sirius p.49
Fig.40 : Première partie du schéma block du Sirius p.51
Fig.41 : Deuxième partie du schéma block du Sirius p.52
Fig.42 : Synoptique de base du Sirius p.53
Fig.43 : Constellation 64QAM fournit en sortie de Sirius p.53
Fig.44 : Vue interne du Sirius p.54
Fig.45 : Synoptique d’un émetteur de base p.57
Fig.46 : Vue de la face avant de l’EXC3G p.57
Fig.47 : Vue interne de l’EXC3G p.58
Fig.48 : Schéma du chevauchement des rayons d’émission des émetteurs en MFN p.59
Fig.49 : Schéma du chevauchement des rayons d’émission des émetteurs en SFN p.59
Fig.50 : Schéma de base de la carte GPS p.60
Fig.51 : Schéma block de base de la carte GPS p.63
Fig.52 : Schéma de la fonction Input management de la carte GPS p.67
Fig.53 : Réponse des filtres de la fonction 10Mhz Input management p.69
Fig.54 : Schéma des filtres de la fonction 10Mhz Input management p.69
Fig.55 : Schéma de la fonction Output management de la carte GPS p.70
Fig.56 : Shéma explicatif de l’adaptation d’impédance n°1 p.71
Fig.57 : Schéma explicatif de l’adaptation d’impédance n°2 p.72
Fig.58 : Schéma d’un AOP en montage non-inverseur p.73
Fig.59 : Schéma de la fonction Power supply de la carte GPS p.74

Fig.60 : Schéma de la fonction PLL de la carte GPS p.76
Fig.61 : Schéma du filtre de boucle de la PLL de la carte GPS p.77
Fig.62 : Diagramme synoptique d’une boucle à verrouillage de phase p.78
Fig.63 : Fonction de transfert d’un comparateur de phase p.79
Fig.64 : Schéma du filtre de boucle d la PLL analogique de la carte GPS p.80
Fig.65 : Oscillateur à Quartz thermostaté en tension p.80
Fig.66 : Fréquence en fonction de la tension aux bornes de l’OCXO p.81
Fig.67 : Variation de la fréquence de sortie de l’OCXO en fonction de la tension p.84
Fig.68 : Schéma fonctionnel de la PLL analogique de la carte GPS p.86
Fig.69 : Courbe caractéristique du comparateur de phase de la PLL analogique de la carte GPS p.87
Fig.70 : Diagramme de Bode d’un système du second ordre p.88
Fig.71 : Réponse en temporel de la PLL à un échelon p.88
Fig.72 : Schéma électrique de la fonction power supply p.90
Fig.73 : Schéma électrique de la fonction PLL p.91
Fig.74 : Schéma électrique de la fonction Input management p.92
Fig.75 : Schéma électrique de la fonction Output management p.93
Fig.76 : Schéma électrique du driver de ligne p.94
Fig.77 : Schéma électrique de la protection du signal 1PPS p.94
Fig.78 : Image tirée de Cadence représentant la carte GPS p.95
Fig.79 : Vue 3D de la carte GPS n°1 p.96
Fig.82 : Vue 3D de la carte GPS avec capots p.97
Fig.83 : Vue 3D de la carte GPS au sein de l’EMB p.97
Fig.84 : Synoptique de la partie FPGA de la carte GPS p.99
Fig.85 : Extrait du register mapping pour la partie « hard » p.100
Fig.86 : Extrait du register mapping pour la partie « PPS management » p.101
Fig.87 : Extrait du register mapping pour la partie « Clock management » p.101
Fig.88 : Extrait du register mapping pour la partie « Digital PLL » p.102
Fig.89 : Extrait du register mapping pour la partie « UTC RS232 » p.102
Fig.90 : Extrait du register mapping pour la partie « Statuts » p.103
Fig.91 : Extrait du register mapping pour la partie « EEPROM » p.103
Fig.92 : Mapping du FPGA de la carte GPS p.104
Fig.93 : Schéma électrique du FPGA de la GPS p.105
Fig.94 : IHM utilisée pour piloter la carte GPS p.107
Fig.95 : Différentes réponses indicielles en fonction du filtre de boucle p.108
Fig.96 : Processus ETM-3 de la réalisation d’un circuit chez Thomson p.110
Fig.97 : Schéma décrivant les principaux acteurs du projet p.112
Fig.98 : Diagramme de Gantt de mon projet p.113
Fig.99 : Graphique en secteur de la répartition des coûts de mon projet p.114

Rapport d'alternance Ingénieur électronique Bruno BARTOLI 2011

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