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Electronique de Puissance N°1
(convertisseurs statiques)
LABORATOIRE D’ENERGIES RENOUVELABLES / ESP / U C A D
__________________________________________________________________________________________________
Gustave SOW gustave.sow@ucad.edu.sn
1

2
GÉNÉRALITÉS
SUR
L’ELECTRONIQUE
DE PUISSANCE
__________________________________________________________________________________________________

3
INTRODUCTION GENERALE
ET
RAPPELS
__________________________________________________________________________________________________

Electronique de puissance GE/ESP/UCAD 4
L'énergie électrique utilisée dans l'industrie et chez les particuliers
provient principalement du réseau triphasé (excepté les piles, les
batteries…). Or les dispositifs utilisant cette énergie ne fonctionnement
que très rarement sous formes d'ondes sinusoïdales à 50 Hz .
Les convertisseurs statiques (qui sont les dispositifs utilisés en
électronique de puissance) doivent donc permettre de transformer le
spectre du signal (amplitudes, fréquences, phases). Cette transformation
est, à l'heure actuelle, effectuée par des systèmes complexes, réalisés à
partir de composants électroniques utilisés comme interrupteurs.
GENERALITES SUR L’ELECTRONIQUE DE PUISSANCE
Gustave SOW
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L'étude et la conception de ces dispositifs sont souvent
appelées électronique de puissance.
En effet, si ces dispositifs comportent des composants qui
fonctionnent à courant faible (partie de commande du convertisseur
qui permet le contrôle et la régulation des paramètres de la
conversion), leur fonction principale consiste à faire commuter des
courants souvent importants.
La mise au point de semi conducteurs, permettant le contrôle
de courants importants, donne un essor considérable à cette
nouvelle technique, l’électronique de puissance.
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Contrairement à l’électronique des courants faibles, où la
fonction principale est l’amplification et la principale caractéristique
le gain, la notion principale dans toute transformation en
électronique de puissance est celle de rendement. De ce fait
l’électronique de puissance fait appel à la commutation. Les
composants de base le constituant seront des semi-conducteurs
fonctionnant en « TOUT ou RIEN ».
Les signaux de commande d’un montage, d’électronique de
puissance, ne servent qu’à fixer les instants d’entée en conduction
ou de blocage des semi-conducteurs qui le constituent.
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Le fonctionnement en commutation conduit à des modes de
calcul et de raisonnement particulier.
Suivant que les interrupteurs de puissance utilisés dans un
montage d’électronique de puissance sont fermés (passants) ou
ouverts (bloqués), le schéma équivalent diffère. En régime établi
de fonctionnement, ce schéma présente périodiquement la même
configuration. Le fonctionnement permanent d’un montage, en
électronique de puissance, est une suite périodique de régimes
transitoires. Et le passage d’un interrupteur de l’état fermé à
l’état bloqué, ou inversement, caractérise le début d’un régime
transitoire car le circuit est modifié.
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Pour étudier ces montages, il faut d’abord d’écrire leur
fonctionnement, c’est-à-dire déterminer l’évolution des diverses
variables pendant les phases successives d’une période (chaque phase
correspond à la configuration que donne au montage l’état ouvert ou
fermé de ses interrupteurs).
Durant chacune de ces configurations, on peut :
Ø écrire les équations différentielles liant les diverses variables ;
Ø en déduire, aux constantes d’intégration prés, les expressions de celles-
ci ;
Ø à partir de ces expressions, déterminer l’instant où l’intervalle considéré
se termine car les conditions nécessaires pour que le schéma équivalent
utilisé soit valable cessent d’être remplies.
Ø On passe alors à l’examen de l’intervalle suivant et ainsi de suite
jusqu’à ce qu’on arrive au bout de la période.
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Pour éliminer les constantes introduites durant ces
calculs successifs, on remarque qu’à chaque changement
d’état certaines variables ne peuvent subir de discontinuité
et, en particulier, qu’à la fin d’une période elles ont la
même valeur qu’au début de celle-ci (si on est en régime
établi).
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GENERALITES SUR LES CONVERTISSEURS STATIQUES
La mise en forme de l’onde électrique, afin de l’adapter aux
besoins, a longtemps été obtenue au moyen de groupes tournants
(groupe convertisseur moteur synchrone ou asynchrone -génératrice
à courant continu, commutatrices, etc..).
Les performances actuelles des composants de l’électronique
de puissance (diodes, thyristors, triacs, transistors, etc..) leur
permettent de réaliser de telles conversions.
On supprime ainsi les parties tournantes et on
réduit la masse, l’encombrement et le coût de ces matériels.
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Les grandes classes de convertisseurs statiques :
Définition : Les convertisseurs statiques sont des dispositifs à
composants électroniques capables de modifier la tension
(ou le courant) et/ou la fréquence de l’onde électrique.
On a l’habitude de distinguer deux sortes de sources de tension (ou
courant) :
Ø source de tension (ou courant) continue, caractérisées par la
valeur U de la tension (ou I du courant) ;
Ø source de tension (ou courant) alternative définie par les
valeurs de la fréquence f et de la tension Veff (ou du courant
efficace Ieff) ;
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On différencie donc quatre types de convertisseurs :
Ø convertisseurs alternatif-continu : ce sont des redresseurs
(ou convertisseurs de courant) ;
Ø convertisseurs alternatif (V1eff, f1)-alternatif (V2eff, f2) :
ce sont des gradateurs (ou variateurs de courant alternatif)
lorsque f1 = f2 ; sinon ce sont des cycloconvertisseurs (ou
convertisseurs de fréquence) ;
Ø convertisseurs continu (U1)-continu (U2) : ce sont des
hacheurs (ou variateurs de courant continu) ;
Ø Convertisseurs continu-alternatif : ce sont des onduleurs de
tension ou onduleurs de courant (appelé également
commutateurs de courant).
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TYPES DE CONVERSIONS PHYSIQUEMENT POSSIBLES
G
R
A
D
A
T
E
U
R
H
A
C
H
E
U
R
CONVERTISSEUR INDIRECT DE TENSION
(ou de courant)
CONVERTISSEUR INDIRECT DE
FREQUANCE
REDRESSEUR
ONDULEUR
Source
Continue 1
U1 (ou I1)
Source
Continue 2
U2 (ou I2)
Source
Alternative 1
F1;V1eff (ou I1eff)
Source
Alternative 2
F2;V2eff (ou I2eff)
CYCLO-
CONVERTISSEUR
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LA COMMUTATION :
Le fonctionnement des convertisseurs statiques de
puissance est basé sur la commutation du courant entre des
mailles adjacentes de circuit électrique. Ces commutations
de courant sont réalisées grâce à des interrupteurs de
puissance à semi conducteurs (d’où le nom de statique) et
qui permettent par une séquence convenable de fermeture et
d’ouverture de maîtriser le transfert d’énergie entre deux
circuits éventuellement réversibles que nous appellerons
entrée et sortie.
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Ce processus de transfert est appelé commutation :
I
I
I
I
1 2
Il met en jeu les circuits et interrupteurs de chaque voie.
La complexité du mécanisme de la commutation est liée à la
nécessité d’assurer plus ou moins simultanément, la
fermeture et l’ouverture de circuits généralement inductifs.
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La commutation présente deux aspects distincts bien
que très liés l’un à l’autre :
üUn aspect local qui concerne le changement d’état des
interrupteurs (fermeture et ouverture).
üUn aspect système relatif au passage d’une séquence
de fonctionnement du circuit convertisseur à une autre
séquence.
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Ces passages s’effectuent soit par commande des interrupteurs, soit
spontanément ce qui définit deux modes de commutation :
Ø la commutation par les sources (dite aussi
commutation naturelle), ce sont les conditions
extérieures au convertisseur qui contraignent les
interrupteurs au blocage et/ou à la saturation ;
Ø l’auto-commutation (ou commutation forcée), lorsque
le convertisseur statique provoque le déclenchement
d’un interrupteur statique commandé quelles que soient
les conditions externes (sources).
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CLASSIFICATION DES INTERRUPTEURS STATIQUES :
Pour une question de rendement, la caractéristique de l’interrupteur
réel devra se rapprocher le plus possible de la caractéristique idéale
dans le plan I=f(V) suivant :
V
I
V
I
qui est telle que la puissance consommée par cet élément soit nulle.
Ce qui permet de définir deux états :
* interrupteur ouvert courant au sein de l’interrupteur nul;
* interrupteur fermé tension aux bornes de l’interrupteur nulle;
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Dans la pratique les éléments utilisés actuellement sont des
semi-conducteurs qui utilisent les propriétés de conduction
unidirectionnelle de la jonction P-N. Il s’agit de les caractériser,
pour cela il est nécessaire de définir les caractéristiques statiques
et dynamiques de l’interrupteur :
Øla caractéristique statique comporte 2, 3 ou 4 branches de
la caractéristique idéale précédente.
Øla caractéristique dynamique est déterminée par la façon
dont se font les transitions d’une branche à l’autre. Ces
transitions peuvent être soit spontanées, soit
commandées.
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TABLEAU DE CLASSIFICATION :
Amorçage
Blocage
Spontané
Spontané
Commandé
Commandé
I
V
I
V
I
V
I
V
Ex :
Diode
Ex :
Thyristor
Ex :
Dualistor
Ex :
Transistor
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Si on néglige les phénomènes secondaires (courants inverses,
tension directe résiduelle), on peut dire qu’une commutation
spontanée se déroule sur la caractéristique statique, donc suivant
les axes, avec un minimum de pertes.
En revanche une commutation commandée oblige le point
de fonctionnement à sauter d’un axe à l’autre, ce qui est à
l’origine de contraintes importantes donnant naissance à des
pertes elles mêmes importantes lorsque le temps de commutation
augmente et/ou la fréquence de commutation.
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La commutation d’un semi-conducteur,
amorçage ou blocage, ne peut être que spontanée
ou commandée. Les modes de commutation
naturelle, assistée, forcée, concernent eux les
convertisseurs.
REMARQUE:
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ETUDE FONCTIONNELLE DES INTERRUPTEURS STATIQUES :
Les interrupteurs à semi-conducteur ont un
fonctionnement basé sur la propriété « d’unidirectionnelle » en
courant et en tension de la jonction P-N.
L’association de plusieurs jonctions permet de multiplier
les possibilités des interrupteurs à semi-conducteur.
Le passage d’un état à l’autre (ou « basculement »),
implique un fonctionnement transitoire en régime dynamique. Ce
fonctionnement est complexe. Il dépend d’une part des conditions
imposées par le circuit extérieur et d’autre part de la manière dont
on peut éventuellement agir sur la structure interne de
l’interrupteur (par l’intermédiaire d’un circuit de commande)
pour « forcer » son basculement.
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Régime statique :
L’interrupteur étant considéré comme un dipôle avec une
convention récepteur, sa caractéristique statique, I= f (V),
qui représente l’ensemble des points de fonctionnement
statique du semi-conducteur, comporte des branches situées
entièrement dans les deux quadrants tels que V*I>0, l’une
très proche de l’axe des courants (état passant) et l’autre très
proche de l’axe des tensions (état bloqué).
V
I
V
I
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Tout interrupteur statique qui assure véritablement cette
fonction a une caractéristique statique qui comporte au moins
deux (2) demi-axes (ou segments) orthogonaux.
a) Caractéristique statique à deux segments :
Ce sont des interrupteurs unidirectionnels en tension et en
courant. Deux possibilités :
1) la tension, V, et le courant, I, sont toujours de mêmes
signes. On a des interrupteurs de type T (Ex. : le
transistor).
2) la tension, V, et le courant, I, sont toujours de signes
contraires. On a des interrupteurs de type D (Ex. : la
diode).

Gustave SOW Electronique de puissance GE/ESP/UCAD 26
Interrupteurs de type T :
Interrupteurs de type D :
I
V
a b
I
V

b) Caractéristique statique à trois segments :
Ce sont des interrupteurs bidirectionnels en tension ou en
courant.
On distingue deux (2) caractéristiques statiques à trois (3)
segments.
Ces interrupteurs peuvent être synthétisés avec les interrupteurs T
et D ayant des caractéristiques statiques à deux segments, en les
associant en série ou en parallèle.
L’exception étant le thyristor qui existe en tant que composant.
Un interrupteur à trois (3) segments possède obligatoirement
une commutation commandée et une commutation spontanée.
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N.B. : dans chaque groupe, les interrupteurs ne différent que
par leurs caractéristiques dynamiques.
I
V
a b b
a
I
V
a b b
a
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Remarque :
Certains convertisseurs peuvent avoir des fonctionnements complexes qui
imposent des cycles différents aux interrupteurs (onduleur en Modulation
de largeur d’impulsions, par exemple). Ces fonctionnement peuvent
conduire à utiliser des interrupteurs qui ont globalement une
caractéristique statique à trois segments et des commutations d’amorçage
et de blocage commandées (ex : transistor en antiparallèle avec une
diode).
Il est cependant important de noter que, quelque soit le fonctionnement
envisagé, toutes les possibilités des interrupteurs ne sont pas
complètement exploitées, et notamment la réversibilité d’une des
grandeurs tension ou courant si les deux commutations sont de même
nature (commandées et spontanées).
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c) Caractéristique statique à quatre segments :
Ce sont des interrupteurs bidirectionnels en tension et en courant.
Tous les interrupteurs à quatre segments possèdent la même
caractéristique statique.
Ils différent par leurs modes de commutation.
Ces interrupteurs sont pratiquement constitués de deux
interrupteurs trois (3) segments en série ou en parallèle.
Ces interrupteurs peuvent être synthétisés également avec les
interrupteurs de types T et D.
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RAPPELS SUR LES
CARACTERISTIQUES DES SIGNAUX
DELIVRES PAR UNE SOURCE
PERIODIQUE NON SINUSOÏDALE.
31

RAPPELS SUR LES CARACTERISTIQUES DES SIGNAUX DELIVRES
PAR UNE SOURCE PERIODIQUE NON SINUSOÏDALE (suite)
Soit une grandeur périodique de la forme : V (t) = V (t+T) avec T= période de V (t).
A) Valeur efficace :
T
0
V2
eff = (1/T) *
V2 dt
B) Valeur moyenne:
Vmoy = (1/T) *
T
0
V dt
C) Valeur redressé moyenne:
Vmoy = (1/T) *
T
0
V dt
D) Facteur de forme :
Ff = Veff / V moy
Il donne une idée de la forme
d’onde d’une grandeur. C’est le
quotient de la valeur efficace par la
valeur redressée moyenne.
32

E) Puissances :
E-1) Puissances :
E-2) Puissances :
La puissance active, Pact, absorbée par un récepteur parcouru par un
courant i(t) sous l’effet d’une tension u(t) à ses bornes, est la valeur moyenne
de la puissance instantanée :
Pact (en watts) = [ u(t)*i(t) ] moy .
Il ne faut pas confondre cette puissance active avec la puissance
apparente Pap, produit des valeurs efficaces de la tension et du courant :
Pap ( en volt-ampére) = Ueff * Ieff
33

F) Développement en série de Fourier :
Toute fonction périodique de période T, donc telle que :
V (t) = V (t+T), peut être décomposée en une somme comprenant.
V(t) = V0 + A1*sin(wt) + B1*cos(wt) + A2*sin(2wt) + B2*cos(2wt) + - -
- - -+ Ap*sin(pwt) + Bp*cos(pwt) + - -
V0 = V(t) dt
(1/T) *
T
0
V(t)sin(pωt)dt
(2/T) *
T
0
Ap = V(t)cos(pωt)dt
(2/T) *
T
0
Bp =
Avec:
34

Remarques :
Ø Symétrie « de glissement » : V(t+T/2) = - V(t)
ü le terme V0 est nul ;
ü le développement en série ne contient pas d’harmoniques de rang pair.
Ø Symétrie par rapport au zéro : V(t) = - V(-t)
ü le terme V0 est nul ;
ü tous les termes en cosinus disparaissent.
Ø Symétrie par rapport au milieu d’alternance: V(t) = V(-t)
ü tous les termes en sinus disparaissent.
35

INTRODUCTION SUR LES
COMPOSANTS DE PUISSANCE
36

N
P
A K
K
A
iD
v=vD
VM
IR
VD
IM
I
Caractéristique réelle Caractéristique idéale
VD
ID
Un interrupteur à ouverture et à fermeture spontanée :
* il s’ouvre quand le courant qui le traverse s’annule
* il se ferme quand la tension à ses bornes devient positive
37

Pont redresseur
38

39

Un interrupteur à ouverture spontanée et
à fermeture commandée
* il s’ouvre quand le courant qui le traverse s’annule (descend en dessous d’une certaine
valeur appelée courant de maintien)
* il se ferme (conduit) quand un signal de commande est envoyé sur la gâchette et que la
tension à ses bornes est positive.
40

Structure
Symbole
Caractéristiques réelles
Caractéristique
idéale
Etat passant ou saturé : le courant IB est
suffisamment important pour que la tension VCE soit
minimale (VCEsat) et le courant IC maximal (ICsat).
Etat bloqué : le courant IC est presque nul lorsque le
courant IB est nul
B
NPN
C
E
IB
IC
VCE
B
PNP
C
E
IB
IC
VCE
IB
blocage VCE
Ic
Transistor
saturé
Zone linéaire
VCE
IC
conduction
blocage
Actuellement peu utilisé en électronique de puissance
41

G
S
D
B
VGS
VGS
saturé
bloqué
VDS
ID
ID
Le transistor MOSFET
G
C
E
VGE
IC
VCE
C’est un composant
commandé en tension à la
grille contrairement au
transistor et au thyristor qui
sont commandés en courant.
L’IGBT
chute de tension faible lors de la conduction,
tension directe blocable élevée
commande en tension
vitesse de commutation élevée
Tension de c.o allant jusqu’à plusieurs kV
Courant dépassant le kA.
fréquence de fonctionnement : du kHz (forte
puissance) à des dizaines de kHz.
C’est un transistor
bipolaire à
commande par
effet de champ.
L’IGBT remplace aujourd’hui de plus en plus le transistor bipolaire.
42

Calculer :
Ieff , IFeff ,
Pact[i(t)*V(t)]moy ,
PFact=Veff*IFeff*cos(φF) ,
Avec : = déphasage entre le fondamental du
courant et la tension.
Le facteur de puissance : FP .
Comparer :
Pact et PFact .
TD
Soit
44

CONVERTISSEURS
CONTINU-CONTINU
45

CONVERTISSEURS CONTINU-CONTINU
Leur utilisation permet la conversion et le traitement de
l’énergie électrique dans des structures où n’apparaissent que
des sources d’énergie à courant continu. Les convertisseurs
directs du type continu-continu sont des hacheurs.
Le principe du hacheur est basé sur l’ouverture et la
fermeture régulière d’un interrupteur statique faisant partie
d’un circuit électronique placé entre la source d’entrée et la
source de sortie.
Le réglage relatif des temps d’ouverture et de fermeture
de l’interrupteur permet le contrôle de l’échange d’énergie.
46

CONVERTISSEURS CONTINU-CONTINU (suite)
On peut classer les convertisseurs continu-continu (ou hacheurs)
en trois types représentatifs :
( α ) Inductance
Côté sortie
C
D
Tr
E
Vs
cha
rge
( β )
Inductance
à l’entrée
cha
rge
( γ )
Inductance
au milieu
cha
rge
HYPOTHESE :
ü Vs est bien filtrée
donc ΔVs = 0 ,
Vs et Is sont
constants.
ü L est une
inductance pure
donc pas de
pertes.
ü tf = temps de
conduction de TR
ü R = rapport
cyclique =
tf / (to+tf) = tf / T
47

Séquences de fonctionnement :
En conduction continue ces montages ont deux séquences de fonctionnements :
Montage Séquence I Séquence II
( α )
( β )
( γ )
c
h
a
r
g
e
c
h
a
r
g
e
c
h
a
r
g
e
c
h
a
r
g
e
c
h
a
r
g
e
c
h
a
r
g
e
48

Etude en régime permanent :
Montage ( α ) Montage ( β ) Montage ( γ )
SEQUENCE I (durée = tf) VL = E - Vs VL = E VL = E
SEQUENCE II (durée = to) VL = - Vs VL = E - Vs VL = - Vs
VLmoy = 0 è Vs = E * R Vs = E / (1 – R ) Vs = (E*R) / (1–R)
Dévolteur ou Buck Survolteur ou Boost Dévolteur-Survolteur
Montages directs ou Forword Montage indirect
ou Flyback
Des séquences de fonctionnement ci-dessus on peut définir les relations suivantes
Remarque :
En régime établi
(ou permanent) le
valeur moyenne
de la tension aux
bornes de
l’inductance est
nulle.
49

Etude en régime permanent des courants
I et ILmoy :
C
Is
I
Vs
c
h
a
r
g
e
Montage ( α ) Montage ( β ) Montage ( γ )
SEQUENCE I (durée = tf) I = IL I = 0 I = 0
SEQUENCE II (durée = to) I = IL I = IL I = IL
Is = ILmoy Is = (1-R)* ILmoy Is = (1-R)* ILmoy
On peut écrire :
I = Imoy + Ialt avec Imoy = continu et Ialt = H.F.
Si le condensateur de sortie, C, a une valeur
suffisante, il est considéré comme un circuit ouvert
pour Imoy et comme un court-circuit pour Ialt.
Donc : Is = Imoy et Ic = Ialt.
50
ILmoy ΔIL
0 RT T 2T
IL

Etude en régime permanent des ondulations de courants ΔIL :
Montage ( α ) :
On a :
E - VS = L * ΔIL / tf è ΔIL = [E*R*(1-R)] / (F*L)
Montages ( β ) et ( γ ) :
On a :
E = L * ΔIL / tf è ΔIL = (E*R) / (F*L)
51

SIMULATION DES STRUCTURES
HACHEURS
SOUS MATLAB-SIMULINK
52

ALIMENTATIONS
A
DECOUPAGE
53

ALIMENTATION A DECOUPAGE (suite)
Une alimentation à découpage a pour fonction de délivrer des
tensions continues en vue d’alimenter des systèmes à partir d’un
réseau alternatif. Ces alimentations doivent assurer l’isolement
galvanique et réguler les tensions de sortie en fonction de la charge.
Elles doivent :
Ø avoir un excellent rendement de conversion ;
Ø être des systèmes légers et peu encombrants ;
Ø permettre la génération de plusieurs tensions
isolées et régulées.
54

PRINCIPES DES ALIMENTATIONS A DECOUPAGE :
Red.
Vref
Isol.
Tran.
Int.
Fil.
Red.
Le secteur alternatif est redressé et filtré. La tension continue obtenue est
« découpée » par un interrupteur fonctionnant en commutation.
55

Ø Ce découpage s’opère à haute fréquence, généralement au-delà
des fréquences audibles (20 kHz).
Ø L’isolement galvanique est obtenu par un transformateur haute
fréquence.
Ø La tension continue désirée est générée par redressement et
filtrage de la tension découpée.
Ø La régulation s’effectue par action sur le temps de conduction de
l’interrupteur statique (il est nécessaire que la chaîne de retour soit
isolée galvaniquement).
Ø Les alimentations à découpage utilisent les principes des
convertisseurs d’énergie continu-continu (hacheurs).
56

LIMITATIONS DU DECOUPAGE :
L’utilisation de fréquences de découpage élevées met en
exergue les limitations physiques des différents éléments, qui
sont tous le siège de pertes croissantes avec la fréquence :
üLes pertes ferro-magnétiques seraient inacceptables si
l’on utilisait des matériaux classiques. Au-delà de 10
KHz, on a recours aux ferrites, eux-mêmes présentant
un niveau de pertes élevé à partir de 50 KHz, pour des
inductions proches du niveau de saturation ;
57

LIMITATIONS DU DECOUPAGE (suite) :
üLes mécanismes de pertes par courant de Foucault dans les
conducteurs qui majorent considérablement les pertes Joule
et qui peuvent rendre nécessaire un fractionnement de ces
conducteurs ;
üLes pertes dans les condensateurs. L’utilisation de
condensateurs à très faible résistance série (TFRS) s’avère
nécessaire ;
üLes pertes par commutations dans les composants à semi-
conducteur. Elles conduisent, à l’heure actuelle, dans le
domaine des basses puissance (<100w), à des fréquences de
fonctionnement comprises entre 20 et 100 KHz pour les
transistors bipolaires, 50 et 500 KHz pour les transistors
MOSFET.
58

ALIMENTATION A DECOUPAGE ASYMETRIQUES : (FLYBACK)
Schéma de principe :
59

Fonctionnement en régime continu :
a) Pendant αT: b) Pendant (1-α)T :
T
P
I1
V
E
V
1
T
P
D
IS
I2
R Vs
V
2 C
V
D
T
P
I1
V
E
V
1
T
P
D
IS
I2
R Vs
V
2 C
V
D
60

Pour 0<t<αT, l’interrupteur Tp est fermé et D est bloqué, ce qui entraîne le
stockage d’énergie dans l’inductance L1.
On a : posons m=n2/n1
i1 = I1m + (Ve/L1)*t et VD = -(m*Ve + Vs) <0
Pour αT<t<T, l’interrupteur Tp est ouvert et D est fermée.
On a :
i2 = I2M - (Vs/L2)*t et VT= Ve + Vs/m
61

Remarque : en régime permanent n1*I1M = n2*I2M et n1*I1m = n2*I2m.
Les deux enroulements ne sont par parcourus simultanément par du courant. Le
transformateur est donc, en fait, une association de deux inductances couplées.
Formes d’ondes :
Vs/Ve = m*α/(1-α) ; I1moy = Vs*Is/Ve = m*α*Is/(1-α) ; I2moy = Is.
62

Contraintes sur les composants :
Interrupteur commandable :
ITmax = m*Is/(1-α) +Ve*α*T/(2*L1) ; VTmax = ( Ve + Vs/m )
Diode
IDmoy = Is ; VDmax = - ( Vs + m*Ve )
63

Schéma de principe :
La diode D3 associée à
l’enroulement n3, permet la
démagnétisation du
transformateur, à la suite de la
conduction de Tp.
64

Phases de fonctionnement du FORWARD :
65

66

Fonctionnement en régime continu :
On a :
n1*i1 – n2*i2 + n3*i3 = R*Φ ;
V1 = n1*dΦ/dt ;
1/R = L1/n1
2 = L2/n2
2 = L3/n3
2 ; pour un couplage parfait
NB : Φ = flux commun dans le noyau ; R = reluctance du noyau ;
Li = inductances propres de l’enroulement i.
67

Pendant la conduction de Tp : o<t<αT
V1 = Ve donc : V2 = m*Ve ; VD2 = -V = - m*Ve ;
VD3 = -Ve – m’*Ve = -(1 + m’)*Ve
avec : m = n2 / n1 ; m’ = n3 / n1
Ø D2 et D3 sont bloquées tandis que D1 conduit.
On a alors une transmission d’énergie à la charge et un stockage d’énergie
électromagnétique dans le transformateur via le primaire. De ce fait i3 = o et i2 = iL.
On peut donc écrire :
n1*i1 – n2*iL = R*Φ è i1 = m*iL + R*Ve*t/n1
2 = m*iL + i1mag
avec i1mag = courant magnétisant;
V1 = n1*dΦ/dt = Ve è Φ = Ve*t/n1
La valeur du flux à la fin de cette phase (t = αT) est : ΦM = Ve*α*T/n1.
68

Pendant le blocage de Tp : αT < t < 2αT .
Le blocage de Tp entraîne la conduction de D3, le blocage de D1 et la conduction de D2 :
* D3 assure la démagnétisation du transformateur
* D2 assure la continuité du courant dans L.
On peut écrire:
V3 = -Ve; V2 = -m*Ve/m’; i1 = i2 = 0; V1 = -Ve/m’;
VT = (1+1/m’)*Ve.
n3*i3=R*Φ , V1=n1*dΦ/dt=-Ve/m’ è Φ=ΦM -Ve*t /(n1*m’) ,
n3*i3=R*Φ=R*ΦM - R*Ve*t /n3.
Donc:
i3 = R*ΦM /n3 – Ve*t /L3. 69

La phase de démagnétisation se termine
lorsque i3 =0.
Si m’=1 (n1 = n3) alors elle dure α*T.
Cette phase de démagnétisation (si T > 2αT)
est suivie d’une phase de « roue libre » avec D3, D1
et Tp bloqués (seule D2 conduit).
70

COMMUTATEURS
DE COURANT
(commutations assistées)
71

COMMMUTATEURS POLYPHASES SIMPLE ALTERMANCE
On suppose ici les semi-conducteurs parfaits et les secondaires des transformateurs sans
inductance (ce qui conduit à une commutation instantanée).
I-1) Montage // simple alternance à diodes :
Redressement triphasé simple alternance, P3 à diodes : On l’obtient lorsque
les diodes ont une électrode commune et lorsque les enroulements
secondaires du transformateur d’alimentation sont en étoile.
Figure 1 Figure 2
72

COMMMUTATEURS POLYPHASES SIMPLE ALTERMANCE (suite)
Figure 1 : les anodes des trois diodes sont au même potentiel, donc seule la diode
dont la cathode est au plus bas potentiel peut conduire.
Figure 2 : les cathodes des trois diodes sont au même potentiel, donc seule la diode
dont la anode est au plus haut potentiel peut conduire.
73

On a :
V1(t)=VSM*sin(ωt);
V2(t)=VSM*sin(ωt-2π/3);
V3(t)=VSM*sin(ωt+2π/3);
D’où:
Uco =(3/π)*VSM*sin(π/3); iseff = IC/[3]1/2;
Puissance côté continu, Pc : PC = UCO*IC;
Puissance apparente côté alternatif, Pap : Pap = 3*VSeff*iseff;
Facteur de puissance, Fp : Fp = PC / Pap
Puissance active côté alternatif, Pact :Pact = 3*[v1(t)*i1(t)]moy = PC
74

Chaque diode ne conduit que pendant T/3 de la période des sinusoïdes. La
tension aux bornes d’une diode Di quelconque est de la forme : VDi(t) = Vi(t) – uc(t).
I-2) Montage // simple alternance à thyristors (P3 à thyristors ):
Soit ψ l’angle de
retard à l’amorçage
des thyristors.
75

76

On a:
U’co =(3/π)*VSM*sin(π/3)*cosψ; U’co =Uco*cosψ
iseff = IC/[3]1/2; Puissance côté continu, Pc : PC = U’CO*IC.
Remarques :
Ø l’inversion de U’co suppose que la source côté continu de récepteur
devient générateur.
Ø Si le récepteur côté continu est purement résistif :U’co = 0 pour ψ>=5π/
6.
Ø La tension inverse maximale qui peut apparaître aux bornes des
redresseurs est la même que pour le même montage utilisant des diodes.
Ø La tension aux bornes d’un redresseur bloqué devient positive à partir
de l’instant où la diode correspondante s’amorcerait. Cette tension
directe prend (quand ψ est suffisant) une valeur maximale égale, en
valeur absolue, au maximum que peut prendre la tension inverse.
77

COMMMUTATEURS POLYPHASES DOUBLE ALTERMANCES
Ils sont constitués
par l’association de
deux groupements un
positif et un négatif.
Les sources de tensions
alternatives peuvent
être montées soit en
étoile (commutation //
double alternances),
soit en polygone
(commutation série
double alternances).
78

COMMMUTATEURS POLYPHASES DOUBLE ALTERMANCES (suite)
Montage triphasé à commutation parallèle double alternances à
diodes, PD3 à diodes :
Schéma du montage
79

Chronogrammes des grandeurs électriques
80

On a:
m=3 è p=6 ;
Facteur de puissance, Fp :
Fp = PC/ Pap = Pact/ Pap è le convertisseur statique consomme de la
puissance réactive.
81

Montage triphasé à commutation parallèle double alternances à
diodes, PD3 à thyristors :
82

Pour deux branches associées à
deux tensions successives du système
polyphasé, par exemple V1(t) et V2(t), la
commutation assistée de TH1 sur TH2
est possible sur une plage d’amplitude
π, correspondant à V2(t)>V1(t). De
même les thyristors du groupement
négatif appartenant aux mêmes branches
soit TH’1 et TH’2 peuvent commuter dans
la plage V1(t)>V2(t).
Les thyristors d’un même
groupement sont amorcés par des
impulsions déphasées entre elles de 2π/
3. L’intervalle de conduction d’un
thyristor est de 2π/3.
83

84

Montages polyphasés à commutation série, Sm :
Les performances des montages à commutations parallèles simples
ou doubles alternances se dégradent quand le nombre m de tensions soumises
au redressement augmente.
Aussi, pour obtenir directement des tensions redressées à faible
ondulation, on effectue statiquement avec des redresseurs l’opération que
réalise l’ensemble balais-collecteur des machines tournantes à courant
continu.
Les montages utilisant ce principe gardent d’excellentes
performances quelque soit m. Mais leur étude générale est plus compliquée
que celle des montages à commutation parallèle.
85

Montages polyphasés à commutation série, Sm : (suite)
Principe :
Les m tensions
alternatives V1(t),
V2(t),………,Vm(t)
sont groupés en
polygone et associés
à un groupement
positif et un
groupement négatif.
Les m tensions
alternatives sont
dans l’ordre direct
86

La diode conductrice du groupement positif est celle qui
est réunie à l’extrémité de l’enroulement dont la tension est
devenue positive en dernier lieu.
La diode conductrice du groupement négatif est celle qui
est réunie à l’extrémité de l’enroulement dont la tension est
devenue négative en dernier lieu.
è uc(t), la tension redressée, est à chaque
instant, égale à la somme des tensions positives.
87

Montages à commutation série triphasé, S3 :
88

Montages à commutation série triphasé, S3 : Analyse de la commutation
89

Montages à commutation série triphasé, S3 :
On a :
Uc0 = (3/π)*VM
90

ELECTRONIQUE DE PUISSANCE
91
Ondulation de
courant sur les
montages P3 et PD3

92
92
FONCTIONNEMENT DES COMMUTATEURS POLYPHASES, COMPTE
TENU DE LA STRUCTURE DU CIRCUIT CÔTE CONTINU
EXEMPLE DU TRIPHASE :
[uc(t)]moy = Uc = Uc0*cosψ = (p/π)*VM*sin(π/p)*cosψ

Avec : p = indice de pulsation
VM = amplitude maximale de uc(t) .
On a :

93
93
TENU DE LA STRUCTURE DU CIRCUIT CÔTE CONTINU (suite)
En commutation instantanée, pour:
ωt є [ψ+(2k-1)*(π/p) ; [ψ+(2k+1)*(π/p)],
on a :
uc(t) = VM*cos(ωt-2kπ/p)
Et on peut écrire en conduction continue :
uc(t) = Uc + ualt = L*[dic(t)/dt] + R*ic(t) + E (1)

94
94
En régime établi on a :
ic(t) = Imoy + ialt avec Imoy = Cte
Par identification (sur l’équation 1) on a :
Uc = R*Imoy + E = Uc0*cosψ (2)
(2) è [ic(t)]moy = (Uc0*cosψ -E)/R
et ualt = L*(dialt/dt) + R*ialt(t)
= uc(t) – Uc0*cosψ (3)

95
95
Forme d’onde de uc(t) :

96
96
Dans la plupart des applications, on a :R<<Lpω
à la première harmonique de la tension redressée.
è L*[dialt(t)/dt] = uc(t) - Uc
Pour k=0 : ωt ε [ψ-π/p ; ψ+π/p] ;
On a :
VM*cos(ωt) – Uc0*cosψ = Lω*[dialt/d(ωt)]

97
97
èialt(t)=(Uc0/Lω)*[(VM/Uc0)*sin(ωt) - ωt*cosψ] + K
On détermine la constante d’intégration K en
considérant que la valeur moyenne de ialt(t) est nulle dans
l’intervalle considéré.
èialt(t)=(Uc0/Lω)*[(VM/Uc0)*sin(ωt) – (ωt – ψ)*cosψ - sinψ]
Le courant présente des extremums pour :
L*[dialt(t)/dt] = ualt(t) = 0 è uc(t) = Uc.

98
98
Forme d’onde du courant ic(t), en conduction continue :
Pour 0<ψ<ψa ,
on a uc(t)=Uc qui
se produit deux
fois à des instant
où uc(t) est
continue.

99
99
Forme d’onde du courant ic(t), en conduction continue(suite):
Pour ψ>ψa , on a
uc(t)=Uc qui se produit
une fois sur deux lors
de la discontinuité de
uc(t) (è le minimum
de courant est un
point anguleux)

ELECTRONIQUE DE PUISSANCE
CHUTES DE TENSION
DANS
LES COMMUTATEURS DE
COURANT REELS
(EN COMMUTATIONS ASSISTEES)
100

LES CHUTES DE TENSION AU NIVEAU DES MONTAGES REELS
Chute de tension en fonctionnement normal
Les impédances des éléments du montage commutateur
et celle de son réseau d’alimentation provoquent la
réduction de la tension redressée moyenne, U’co, calculée en
supposant le montage parfait. Cette tension U’co peut être
considérée comme celle à vide.
101

Entre la marche à vide et la marche à pleine charge, la chute
de tension totale ΔUc est d’ordinaire faible par rapport à la tension
à vide U’co.
On calcul ΔUC avec une bonne approximation :
üen prenant pour chute de tension ΔUc la somme des chutes de
tension partielles évaluées séparément;
üen calculant chaque chute de tension partielle sans tenir compte
des phénomènes qui sont à l’origine des autres.
102

La chute de tension totale est obtenue en additionnant :
üLa chute due aux réactances, Δ1Uc ;
üLa chute due aux résistances, Δ2Uc ;
üLa chute due aux semi-conducteurs (diodes, thyristors, etc..),
Δ3Uc ;
On écrira donc :
ΔUc = Δ1Uc + Δ2Uc + Δ3Uc
= U’co - Uc
(avec Uc = tension en charge)
103

Chute de tension due aux résistances, Δ2Uc :
Soit RC la résistance totale du montage ramenée
côté continu :
Δ2UC = RC * I
avec : I = courant moyen côté continu.
104

Chute de tension due aux semi-conducteurs :
A chaque instant le courant I est transité par des semi-
conducteurs. La chute de tension correspondante vaut
donc :
Δ3Uc = k* (UTH)I
Avec : k = Nbre semi conducteurs en jeu.
105

Calcul du temps d’empiètement et de la chute de tension
due aux réactances, Δ1Uc :
NB: LC représente l’inductance de court-circuit ramenée côté secondaire du transformateur
utilisé.
106

Etudions la commutation du courant de la phase 1 à
la phase 2 par exemple.
On a L c >0, donc pas de discontinuité de courant
dans les branches constituées par Vi et Lc. Cela entraîne un
court-circuit entre les phases dans lesquelles commute le
courant.
107

Durant la commutation du courant de la phase 1 à la phase 2,
on peut écrire :
u’c(t) = v1(t) – Lc*(di1/dt) = v2(t) – Lc*(di2/dt) [1]
[1] è v2(t) – v1(t) = Lc*[(di2/dt) - (di1/dt)] [2]
108

On a également :
I = i1(t) + i2(t)
è i1(t) = I – i2(t) [3]
et (di1/dt) = - (di2/dt) [4]
[2] et [4]è v2(t) – v1(t) = 2*Lc*(di2/dt) = U21(t) [5]
109

Si nous posons la tension entre phase :
U21 (t) = UM*sin (ω*t)
Alors : [5] è di2 = (UM/(2*Lc))*sin(ω*t)
110

D’où [6] :
111

Les conditions initiales sont : i2 = 0 pour ωt = ψ : [6]
è
D’où [6] :
112

Posons : α = ω * τ :

α = angle d’empiétement ;
τ = temps d’empiétement.
Les conditions finales sont : i2 = I pour ωt = ψ + α

D’où :

113

NB :
UM = 2*VM*sin (π/m)
Avec:
m = nombre de phases.
114

Durant l’empiétement on a :
On a donc une chute de tension instantanée de :
115

Valeur moyenne de
la chute de tension
pour le P3:
116

LES CHUTES DE TENSION AU NIVEAU DES
MONTAGES REELS
D’où pour le P3 :
117

Remarque :
1) l’angle d’empiétement, α, dépend de l’angle de retard à
l’amorçage ψ :
• α atteint une valeur maximale pour :
ψ = 0rd (fonctionnement en redresseur pur) ;
ψ = voisin de π (fonctionnement en onduleur à commutation
naturelle)
• α atteint une valeur minimale pour une valeur de l’angle de
retard à l’amorçage, ψ, voisin de π/2 qui est la limite de
fonctionnement en redresseur et onduleur à commutation
naturelle.
2) l’empiétement prolonge la durée de conduction des semi-
conducteurs.
118

Influence de ce
phénomène
d’empiétement
sur les ondes
électriques :
119

MONTAGES PONT MIXTE
Les thyristors d’une moitié du pont sont remplacés par
des diodes.
Avantages :
Ø réduction du prix du convertisseur;
Ø simplification des dispositifs de commande de gâchettes ;
Ø réglage de la tension continue plus souple.
120

MONTAGES PONT MIXTE (suite)
MONTAGES PONT MIXTE MONOPHASES :
On a deux configurations possibles : les montages semi-contrôlés
symétriquement et les montages semi-contrôlés asymétriquement
Figure 1 : montage semi-contrôlé
symétriquement
Figure 2 : montage semi-contrôlé
asymétriquement
121

MONTAGES PONT MIXTE MONOPHASES : (suite)
122

MONTAGES PONT MIXTE MONOPHASES : (suite)
La tension redressée moyenne, Uco est :
Remarque : le montage mixte n’est pas réversible ( è pas
de fonctionnement en onduleur). Lorsque ψ varie
de zéro a π alors U’co varie de Uco a zéro.
123

MONTAGES PONT MIXTE TRIPHASE:
124

MONTAGES PONT MIXTE TRIPHASE: (suite)
125

MONTAGES PONT MIXTE TRIPHASE: (suite)
Valeur moyenne de uc(t), U’co :
U’co = (3/π)VMsin(π/3)cosψ + (3/π)VMsin(π/
3),
D’où
U’co = (3/π)VMsin(π/3) (1 + cosψ)
è U’co = Uco (1 + cosψ)/2
avec Uco = (6/π)VMsin(π/3) 126

COMMUTATEURS DE COURANT
127

CYCLOCONVERTISSEUR
128

CYCLOCONVERTISSEUR
129

ONDULEURS
DE
TENSION
130

INTRODUCTION
La conversion de fréquence devient de plus en plus
important dans le domaine de l’électronique de puissance (pour
satisfaire les besoins en entraînement industriels à vitesse
variable entre autre).
Les puissances mises en jeu vont de quelques VA jusqu'à
plusieurs MVA environ. On utilise ces convertisseurs de
fréquences pour alimenter des moteurs asynchrones ou
synchrones, pour réaliser des alimentations sans interruption et
pour la récupération d’énergie solaire ou éolienne, transfert
d’énergie entre deux réseaux électriques de fréquences
différentes, etc. 131

INTRODUCTION (suite)
Les onduleurs autonomes sont des convertisseurs destinés
à alimenter des récepteurs à courant alternatif à partir d'une
source continue. Ils sont généralement monophasés ou
triphasés. Suivant les applications, ils peuvent :
Øsoit fournir une ou des tensions alternatives de fréquence et
d'amplitude fixe : c'est le cas en particulier des alimentations de
sécurité destinées à se substituer au réseau en cas de défaillance de
celui-ci.
Ø soit fournir des tensions ou courants alternatifs de fréquence et
amplitude variables : c'est le cas des onduleurs servant à alimenter
des moteurs à courant alternatif (synchrones ou asynchrones)
devant tourner à vitesse variable.
132

INTRODUCTION (suite)
On distingue deux grandes familles d'onduleurs autonomes :
les onduleurs de tension (que l'on retrouve dans l'alimentation
des moteurs à courant alternatif et dans les alimentations alternatives
de secours).
les onduleurs de courant (ou commutateurs de courant)
les onduleurs à résonance qui se partagent en deux familles (Les
applications les plus courantes des onduleurs à résonance sont d'une
part, le chauffage par induction et d'autre part, l'alimentation des
générateurs d'ozone).
133
ü les onduleurs à résonance série où à résonance de tension,
ü les onduleurs à résonance parallèles où à résonance de
courant.

ONDULEURS DE TENSION
Un onduleur de tension est alimenté par un générateur
continu du type source de tension :
Ø En pratique, le caractère de "source de tension" du
générateur d’entrée de l’onduleur est obtenu en
plaçant en parallèle avec les bornes de cette source un
condensateur, C, de forte valeur.
Ø En pratique, le caractère de source de courant du
récepteur découle de la présence d'inductances série à
ses bornes d'accès.
134

ONDULEURS DE TENSION (suite)
Dans les onduleurs en pont, chaque borne du récepteur est
reliée à la source de tension continue par deux interrupteurs à semi-
conducteurs. Ces deux interrupteurs forment un bras d'onduleur.
Un onduleur monophasé en pont comporte deux bras tandis
qu’un onduleur triphasé en pont a trois bras.
Les courants absorbés par le récepteur découlent des tensions
qui lui sont appliquées. Ces courants et la commande des
interrupteurs fixent le courant qui est fourni par la source de tension
continue.
135

En commandant l'état
des interrupteurs
(fermeture et ouverture), on
peut imposer les
tensions aux bornes du
récepteur de manière à
obtenir une tension
alternative.
136

Remarques :
Pour un onduleur
triphasé en pont si la
charge est équilibrée
et en étoile à neutre
isole, on a :
Is1 + Is2 + Is3 = 0,
Vs1 + Vs2 + Vs3 =0.
137

Au niveau des interrupteurs du bras j, pour permettre au courant iSj
de circuler, il faut qu’au moins un des deux interrupteurs Kj et Kj’
soit conducteur.
Pour éviter de court-circuiter la source continue d’entrée, les deux
interrupteurs Kj et Kj’ ne peuvent être conducteur simultanément.
La configuration de la structure et les propriétés des sources
d’entrée et de sortie imposent l’utilisation d’interrupteurs, Kj et Kj’,
réversibles en courant et non réversibles en tension. On a donc des
interrupteurs trois segments
138

139

ONDULEUR MONOPHASE EN PONT commande180°
On envoie sur les électrodes de commandes des interrupteurs T1
et T2 (T3 et T4) des signaux complémentaires. Les signaux de
commande de T1-T2 et T3-T4 sont décalés d’un angle θ.
140

141
Onduleur
monophasé
avec des
IGBT
Bras 1 Bras 2

142
La valeur efficace de la
tension Vch(t) peut
s’écrire sous la forme :
Vch eff = E*[1-(θ/π)]1/2
N.B. :
* les phases de roue
libre sont : t1 à t2 et t4
à t5,
* les phases de
récupération sont : t2 à
t3 et t5 à t6
On dispose donc d’un onduleur qui délivre une tension +E, 0, -E. Si l’on
choisit un angle θ = 0, c’est un cas particulier, on dispose d’une tension +E, -
E.

143
ONDULEUR MONOPHASE EN PONT
commande180°
METHODE D’ETUDE DE L’ONDULEUR MONOPHASE GENERALISABLE
A L’ONDULEUR TRIPHASE :
On considère un point milieu fictif au niveau de la tension continue
d’alimentation de l’onduleur. Ainsi les groupes
d’interrupteurs (I1 et I2)
d’une part et (I3 et I4)
d’autre part se comportent
comme deux onduleurs
monophasés à point
milieu, commandés à la
même fréquence mais
avec un certain décalage
θ. Donc le tracé de Vch
est immédiat.

144
On a : Vch = VA-VB = (VA-VM)-(VB-VM)

145
ONDULEUR TRIPHASE EN PONT commande180°
Schéma de base de la puissance :

146
Onduleur
triphasé
avec des
IGBT
Bras1 Bras2 Bras 3

147
Dans le cas d’une
commande adjacente
(type 180º) chaque
interrupteur est
commandé pendant
180º.
Avec cette commande
on impose à tout instant
la tension de sortie
quelle que soit la nature
de la charge.

148
Les trois principes utilises en général pour effectuer le
réglage de la tension de sortie sont :
ØUn hacheur en tête de l’onduleur,
ØLe réglage par déphasage des commandes des deux bras
pour l’onduleur monophasé en pont ,
ØLe réglage par modulation de largeurs d’impulsions, MLI.

149
Réglage par MLI :
La tension de sortie est commutée plusieurs fois pendant
une demi période, T/2, entre +E 0 –E ou +E –E :

150
En monophasé :
ONDULEURS DE TENSION (Réglage par MLI) :
Ref sinus Dents de scie
c
o
m
m
a
n
d
e
s

151
ONDULEURS DE TENSION (Réglage par MLI) :
c
o
m
m
a
n
d
e
s
En triphasé :

152
Réglage par MLI (suite):
Exemple tension MLI
T
T
1 >
1 >
2 >
2 >
1)
Ch
1:

2
Volt

10
ms

2)
Ch
2:

500
mVolt

10
ms

tension
courant

ONDULEURS DE TENSION
153

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