Mémoire Doc.PDF

‫اﻟﺸﻌﺒﯿﺔ‬ ‫اﻟﺪﯾﻤﻘﺮاطﯿﺔ‬ ‫اﻟﺠﺰاﺋﺮﯾﺔ‬ ‫اﻟﺠﻤﮭﻮرﯾﺔ‬
REPUBLIQUE ALGERIENNE DEMOCRATIQUE ET POPULAIRE
MINISTÈRE DE L'ENSEIGNEMENT SUPERIEUR
ET DE LA RECHERCHE SCIENTIFIQUE
UNIVERSITE DJILLALI LIABES DE SIDI BEL ABBES
FACULTE DE GENIE ELECTRIQUE
DÉPARTEMENT D’ELECTROTECHNIQUE.
MEMOIRE DE FIN D’ETUDES
Présenté par
Mr
SADEG Mohammed Amine
Mr
YAHIATENE Fayçal
POUR L’OBTENTION DU DIPLOME DE MASTER
Domaine : Sciences et Technologies
Filière : Electrotechnique
Spécialité : Electromécanique
Intitulé
Devant le jury composé de
Année Universitaire: 2015-2016
ABID Mohamed Professeur UDL-SBA Président
SAIDI Kheireddine Maitre Assistant UDL-SBA Examinateur
HAMDAOUI Habib Maitre de Conférences Classe A UDL-SBA Encadreur
Etude et réalisation de la commande par retour
d’état adaptative d’un moteur à courant continu

Avant tout :
Nous remercions ALLAH tout puissant de nous avoir donné le
courage et la patience pour terminer ce travail.
Ce présent mémoire, n’aurait pu voir le jour sans la contribution de
nombreuses personnes dont nous faisons aujourd’hui un plaisir et un
devoir de les remercier, et de leur témoigner notre profonde gratitude.
Nous remercions notre encadreur Mer
HAMDAOUI Habib pour
l’intérêt qu’il a apporté à ce travail, qu’il nous a accordé tout au long de
ce travail. A tous les enseignants de la FACULTE GENIE ELECTRIQUE
SBA ; qui n’ont pas cessé de nous porter aide et assistance.
Nous n’oublions pas nos parents de leur soutien moral et matériel.
Qu’il soit de même pour tous nos ami(e) s dont le soutien indéfectible et
leur fidélité en amitié. Merci.
Nous présentons également nos remerciements aux membres de
jury qui daigneront, évaluer et juger notre travail.
Enfin, nos remerciements à toutes les personnes qui nous ont aidé,
de près ou de loin durant notre formation.

Je dédie ce modeste travail :
A
Mes très chers parents qui m’ont soutenu et encouragé jusqu’au bout
et à qui je dois tout l’amour et le respect.
A mes chères sœurs.
A la famille de ZAOUI Houssem Eddine
A mes tantes et oncles.
A ma grand-mère.
A mon binôme Amine et sa famille.
A tous mes ami(e) s.
A toute la section ELM.
A tous ceux qui ont contribué de loin ou de près à la réalisation de mon
travail.

Dédicaces
Je dédie ce mémoire à mes très cher parents pour leurs
soutient morale et financier dans les moments les plus ardus.
Je dédie ce travail
A mon frère Salim
A toute la famille Sadeg
A mon binôme Fayçal et sa famille
Et a toute la section ELM 2016
Mohammed Amine

Introduction générale……………………………………………………………………1
Introduction…………………………………………………………………………... 3
I.1 Conversion d’énergie …………………………………………………………….. 3
I.2 Description de la machine à courant continu ………………………………………….. 4
I.2.1 L'induit (rotor) ………………………………………………………….. 5
I.2.2 Inducteur (stator) …………………………………………………….... 5
I.2.3 Collecteur et balais …………………………………………………….. 6
I.3 Symbole de la machine à courant continu ……………………………………… 7
I.4 Plaque à bornes et plaque signalétique ………………………………………….. 7
I.5 Principe de fonctionnement et modèle équivalent de l'induit.…………………. 8
I.5.1 Fonctionnement en générateur ………………………………………… 8
I.5.2 Fonctionnement en moteur ………………..…………………………... 9
I.5.2.1 Equations des grandeurs du moteur à courant continu……… 10
a/ Couple utile du moteur………………………………………. 10
b/ Force électromotrice (f.e.m) ………………………………. 11
c/ Equation de tension, vitesse ………………………………. 11
I.5.2.2 Caractéristique mécanique des moteurs à courant continu….. 12
I.6 Les différents types de moteurs à courant continu …………………………….. 13
I.7 Choix d'un moteur à vitesse variable …………………………………………… 16
I.8 Avantages et inconvénients………………………………………………………. 17
Conclusion…………………………………………………………………………… 17
II.1 Introduction.…………….……………………………………………………… 18
II.2 Fonctionnements dans les quatre quadrants.……………………………………. 18
II.2.1 Modélisation de la machine à courant continu..……………………… 18
Chapitre I Généralité sur la machine à courant continu
Chapitre II Variateur de vitesse du moteur à courant continu
Introduction Générale

II .2.2 Caractéristiques électromécaniques ………………………………….. 19
II.2.3 Les quadrants de fonctionnement d'une machine à courant continu… 20
II.3 Principe du variateur de vitesse pour un moteur à CC……………..……………20
II.3.1 Les dispositifs électroniques utilisés pour la variation de vitesse des
moteurs à courant continu………………………………………. 21
II.3.2 Structure des variateurs de vitesse….…………………………………..... 21
II.4 Alimentation d'un moteur à courant continu par un redresseur commandé ….. 21
II.4.1 Montage redresseur PD3 complet : (tout thyristors)……………………….. 22
II.5. Alimentation d'un moteur à courant continu par un hacheur…..……………... 23
a- Structures d’hacheurs non réversibles…………………………………….. 23
a.1) Hacheur série ou dévolteur……………………………………………….. 24
a.2) Hacheur à stockage capacitif ………………………………………… 24
b. Structures d’hacheurs réversibles …………………………………….. 25
b.1) Hacheur série réversible en courant ………………………………... 25
b.2) Hacheur réversible en tension …………………………………………. 26
b.3) Hacheur réversible en tension et en courant…………………………… 27
II.6 Technique de commande à MLI …………………………………… ……………. 28
II.6.1 Introduction ……………………………………………………………... 28
II.6.2 Principe de la commande MLI …...……….......................................... 29
II .7 Modélisation de l'association du MCC/Hacheur ………………............................. 30
II.7.1 Modélisation du moteur à courant continu ……………………………… 30
II.7.2 Modélisation du Hacheur sur Simulink ………………………………… 31
II.8 Résultats de simulations …...…………………………………….………………… 32
II.8.1 Fonctionnement à vide sans changement de la consigne ………………….. 32
II.8.2 Fonctionnement à vide avec changement du signal de consigne …………. 33
II.8.3 Fonctionnement en charge …………………………………………………. 34
II.8.4 Interprétations des résultats de simulation……………………………………………. 35
Conclusion…………………………………………………………………………………………….. 35
III.1. Introduction ………………………………………………………………......... 36
III.2 Les actions du régulateur PID ………………………………………………… 36
Chapitre III Régulateur PID du moteur à courant continu

III.2.1 Action Proportionnelle(P)…………………………………………........ 36
III.2.2 Action intégrale (I).…………………………………………………….. 38
III .2.3 Action dérivée (D).……………………………………………………... 41
III.3 La commande PID en régulation de vitesse .………………………………... 42
III.4 Procédé lors de la conception d'un réglage avec régulateurs standard……... 44
III.5 Propriétés d'un réglage avec régulateurs standard ………………………….. 45
III.6 Calcul du régulateur.…………………………………………………............... 45
III.7 Simulation de la commande avec régulateur (PID)………………………….. 46
III.7.1 Structure de la correction (PID)……………….……………………… 46
III.8 Résultats de simulation ………………………………………………………… 47
III.8.1 Résultats de simulation (à vide avec changement de la consigne)…..… 47
III.8.2 Résultats simulation (en charge)……………………………………….. 48
Conclusion………………………………………………………………………….. 49
VI-1 Introduction .………………….….………………………………………………… 50
IV-2-Généralisation sur l’espace d’état .…………………………………….…… 50
IV -2-1 représentations d’état d’un système ……………………………… 50
IV-3 la commande par retour d’état ……………..……………………………… 51
IV-3-1 Principe …………………………………………….……………… 51
IV-3-2 La Commandabilité ……….……………………………………… 53
IV-3-3 Observabilité ………..…………………………………….. 53
IV-4 commander un moteur à courant continu par retour d’état …………… 54
IV-5 Le schéma de simulation commandé par retour d’état
du système et sa réponse …………………………………….………………… 56
IV-5-1 Interprétation ………………………………………………… 58
IV.6 Commande par retour d’état et intégrale …………………………………………. 58
IV.6 -1 Interprétation…………………………………………………. 60
IV.7 La Commande adaptative ……………………………………………………… 60
IV.7.1 Généralités sur la commande adaptative…………………….. 60
IV-7-2 Fonctions des systèmes de commande adaptative…………… 61
IV-7-3 Principe de la commande adaptative…………………………. 62
IV.8 Commande adaptative à modèle de référence(MRAC)..……………………… 63
Chapitre IV commande par retour d’etat adaptative d’un Mcc

IV.8.1 Erreur de poursuite …………………………………………… 63
IV.8.2 Méthode basée sur la stabilité approche de LYAPOUNOV….. 64
IV.9 Simulation de la commande par retour d’état adaptative d’un MCC………… 66
IV.9.1 Schéma bloc du modèle de référence………………………… 66
IV.9.2 Schéma bloc de la commande adaptative……………………. 67
IV.9.3 Simulation de la commande adaptative appliquée au MCC... 67
IV.9.4 Résultat de simulation …………………………………………. 68
IV.9.4.1 Résultat à vide ……………………………………. 68
IV.9.4.2 Résultat en charge………………………………... 70
IV.10 Conclusion ………………………………………………………………………. 72
Introduction……………………………………………………………………………..73
V.1 Structure du banc d’essai …………………………………………………………. 74
V.1.1 Convertisseur statique AC/DC…………………………… 74
V.1.2 Moteur à courant continu …………………….………….. 76
V.1.3 Carte DSPACE 1104……………………………………… 77
V.1.3.1 Processeur Maitre PPC……………………. 77
V.1.3.2 Processeur esclave DSP……………………. 78
V.1.3.3 Control Panel - CLP1104 -………………... 78
V.2 La mise en marche du banc d’essai ………………………………………………. 79
V.2.1 Application du couple résistant ………………………. 80
V.2.2 Variation de la résistance d’induit ………………….... 80
V.3 Résultats expérimentaux de la commande par retour d’état……..…………… 80
V.3.1 Résultat à vide ……………………….………………… 81
V.3.2 Résultat en charge…………………...…………………. 82
V.3 3 Résultat avec changement de la résistance d’induit…. 83
Interprétations………………………………………… 84
V.4 résultats expérimentaux de la commande par retour d’état adaptative… 84
V.4.1 Résultat à vide sans changement de la consigne ……. 85
V.4.2 Résultat à vide avec changement de la consigne ……. 86
V.4.3 Résultat en charge …………………………………….. 88
Chapitre V REALISATION PRATIQUE DE LA COMMANDE PAR RETOUR D’ETAT
ADAPTATIVE D’UN MOTEUR A COURANT CONTINU

V.4.4 Résultat à vide avec changement de la résistance
d’induit……………………………………….... 90
Interprétation…………………………………………….. 91
V.5 Conclusion ………………………………………………………………………. 92
Conclusion générale …………………………………………………………………………… 93
Annexe…………………………………………………………………………………. 95
Bibliographie………………………………………………………………………….. 96

Liste des symboles
LISTE DES SYMBOLES
Symbole Signification du symbole
MCC Machine à courant continu.
f.e.m Force électromotrice.
D.R.L Diode de roue libre.
TH Thyristor.
PID proportionnel intégral dérivé.
Ω Vitesse de rotation du mcc
BF Boucle fermée.
I Courant.
Φ Flux.
BO Boucle ouverte.
Ce Couple électromagnétique.
Cr Couple résistant.
J Moment d’inertie.
f Coefficient de frottement visqueux.
Ra Résistance d’induit
La L’inductance d’induit.
Ki Gain intégrateur.
Kp Gain proportionnel.
Kd Gain dérivateur.
Coefficient d’amortissement.
La pulsation propre.

INTRODUCTION GENERALE INTRODUCTION GENERALE
UDL de Sidi Bel Abbes 2016 Page 1
INTRODUCTION GENERALE.
Les actionneurs électriques sont présents dans les usines automatisées, dans les moyens de
transports et dans des nombreux objets de notre vie quotidienne, ils doivent avoir un
comportement intelligent, ils sont donc commandés. Les commandes sont basées sur une bonne
connaissance des actionneurs, machines électriques et convertisseurs statiques. Cette
connaissance est à la base des modèles, qui sont évidemment basés sur des lois physiques, mais
aussi sur des hypothèses constructives qu’il faut savoir discuter (linéarité, premier harmonique,
symétrie….).
La technologie moderne des systèmes d’entraînement exige de plus en plus un contrôle
précis et continu de la vitesse, du couple et de la position, tout en garantissant la stabilité, la
rapidité et le rendement le plus élevé possible.
Les machines à courant continu ont pendant longtemps été les seuls aptes à la vitesse
variable à large bande passante (robotique). Ils ont l’objet de nombreuse amélioration, et
beaucoup de produit commercialisés aujourd’hui n’ont rien à envier à leurs homologues sans
balais.
En électrotechnique, on s’intéresse toujours en premier lieu à la machine à courant continu,
car il est possible d’obtenir de manière relativement simple sa modélisation surtout dans le cas
où le flux agissant sur l’induit est constant (machine à flux constant). Il s’en suit que la machine
à courant continu est une référence aussi bien en fonctionnement moteur qu’en génératrice.
La représentation d’état développée dans les années soixante représente un système sous
forme d’équation différentielles matricielles du premier ordre à partir d’un vecteur de variables
de base dont la valeur initiale est connue, appelée variable d’état, avec un vecteur d’entrée défini
tout au long du temps.
La commande par retour d’état des machines électriques se situe donc à la rencontre d’un
grand nombre de science et de technologie. Par conséquent, elle pose des problèmes spécifiques
que nous allons présenter en insistant sur la nécessité d’une bonne structuration du dispositif,
structuration que nous emprunterons à la théorie des systèmes.
Parmi les différentes commandes, la commande adaptative est une autre manière de résoudre
le problème de la commande (tels que : éviter l’exigence de la connaissance explicite de la
dynamique du système qui n’est pas toujours possible, réduire les influences des paramètres

INTRODUCTION GENERALE INTRODUCTION GENERALE
inconnus ….etc). Une hypothèse fondamentale de cette approche est que le processus à
commander soit modélisable et que la structure du modèle soit connue.
L’identification de la structure d’un modèle paramétrique du système est donc une opération
délicate à réaliser avant l’élaboration d’un algorithme de commande adaptative. Cet algorithme
peut être vu comme une manière automatique et pratique afin de réaliser simultanément,
l’identification proprement dite (des paramètres) et le calcul du régulateur et par la suite d’éviter
le réglage manuel de ses paramètres. Mais le principal attrait de la commande adaptative résulte
du fait qu’elle doit permettre de conserver des performances quasi-optimales à un système dont
les paramètres varient lentement au cour du temps.
Le présent travail fera l’objet d’une étude et réalisation de la commande adaptative de la
machine à courant continu, il se présentera en cinq chapitres, selon l’ordre suivant :
 Le premier chapitre consiste à faire une étude générale sur la machine à courant continu.
 Le deuxième chapitre repose sur l’étude du variateur de vitesse de la machine à courant
continu.
 Le troisième chapitre consiste à faire une étude et réalisation du régulateur PID sur un
moteur à courant continu à excitation séparée.
 Le quatrième chapitre est consacré de l’étude théorique de la commande par retour d’état et
commande adaptative,
 Le cinquième chapitre consiste à l’application pratique de la commande par retour d’état
adaptative sur le moteur à courant continu.
 Enfin, nous tirons une conclusion générale qui résume l’ensemble de notre travail effectué.

GENERALITES SUR LA MACHINE A COURANT CONTINU Chapitre I
Chapitre I :
Généralités sur la machine à courant continu
Introduction
La machine à courant continu est un convertisseur d'énergie, totalement réversible, elle peut
fonctionner soit en moteur, convertissant de l'énergie électrique en énergie mécanique, soit en
génératrice, convertissant de l'énergie mécanique en énergie électrique.
Les moteurs à courant continu sont utilisés dans les asservissements ou la facilité de réglage de
la vitesse, du moment, du couple et du sens de rotation permet une mise en œuvre aisée.
Dans ce chapitre nous intéressons beaucoup plus à la partie qui fonctionne comme un moteur à
courant continu, pour faire une étude expérimental dans les chapitres suivants.
I.1 Conversion d’énergie : [6]
La machine à courant continu (MCC) est faite pour être utilisée en :
- Moteur : pour entraîner un système en rotation (c'est à dire fournir de la puissance
mécanique).
- Génératrice : pour transformer de l'énergie mécanique et alimenter en courant une
installation électrique (c'est-à-dire fournir de la puissance électrique)
Figure-I.1 : Les modes de fontionnements de la MCC [6]

I.2 Description de la machine à courant continu : [7]
Les machines à courant continu sont constituées comme tous les machines de 2 parties
principales :
- La partie fixe : appelée stator que l’on appelle aussi INDUCTEUR
- La partie mobile : appelée rotor que l’on appelle aussi INDUIT
Figure.I.2 : Constitution d’une machine à courant continu [8]
1 = épanouissement polaire
2 = stator (inducteur)
3 = rotor (induit)
4 = arbre de la machine
5 = entrefer
6 = bobines inductrices
7 = pôles inducteurs
8 = sens des lignes de champ
9 = ligne neutre
10 = conducteur actif de
l’induit
11 = encoche
12 = collecteur
13 = balais ou charbon
Figure.I.3 : Vue du Moteur à courant continu [6]

I.2.1 L'induit (rotor) :
L’induit est la partie tournante de la machine, le noyau d'induit est en fer pour canaliser les lignes de
champ, les conducteurs sont logés dans des encoches sur le rotor, deux conducteurs forment une spire.
Figure - I.4 : Induit (Rotor) de petit moteur à courant continu
I.2.2 Inducteur (stator) :
C’est la partie fixe, Il est formé soit d'aimants permanents en ferrite soit de bobines placées autour
des noyaux polaires. Lorsque les bobines sont parcourues par un courant continu, elles créent un
champ magnétique dans le circuit magnétique de la machine notamment dans l'entrefer, espace
séparant la partie fixe et la partie mobile.
Figure-I.5 : Inducteur de moteurs à courant continu

I.2.3 Collecteur et balais :
Le dispositif collecteur / balais permet de faire circuler un courant dans l'induit, le collecteur est
un ensemble de lames de cuivre, isolées latéralement les unes des autres par des feuilles de mica,
et disposées suivant un cylindre, en bout de rotor. Ces lames sont réunies aux conducteurs de
l'induit et transforment le courant alternatif dans le bobinage en courant continu.
Les balais, portés par le rotor, frottent sur les lames du collecteur, ces contacts glissants entre
lames et balais permettent d'établir une liaison électrique entre l'induit, qui tourne et l'extérieur
de la machine.
Figure -I.6 : Collecteur et Balais d'une machine à courant continu
Le collecteur est un commutateur mécanique qui inverse le sens du courant dans les conducteurs qui
franchissent la ligne neutre. Les balais solidaires de la carcasse qui frottent sur le collecteur, lorsque
l'induit est soumis à une tension, appliquée entre balais, le système balais -collecteur répartit le
courant dans les conducteurs comme indiqué sur le schéma de la figure (I-7) le sens conventionnel
est le même dans tous les conducteur situés sous un pôle, et le sens contraire dans tous les situés sous
l'autre pôle. [2]
Figure -I.7 : Principe du collecteur d’une machine à courant continu

I.3 Symbole de la machine à courant continu : [9]
I.4 Plaque à bornes et plaque signalétique : [9]
I.4.1 Plaque à bornes
Figure -I.8-a : Schéma d'une plaque à bornes d'une machine à courant continu
1.4.2 Plaque signalétique
Figure -I.8-b : Schéma d'une plaque signalétique d'une machine à courant continu

I.5 Principe de fonctionnement et modèle équivalent de l'induit [3]
I.5.1 Fonctionnement en générateur :
Une génératrice à courant continu, comprend quatre parties principales : l'inducteur, l'induit, le
collecteur et les balais, l'induit est entraîné en rotation, la machine fournit de l'énergie électrique
(figure I-09).
Figure-I.9 : Fonctionnement d’une génératrice à vide
Si on considère le conducteur 1, placé sur l’induit qui tourne
(Rotor), ce conducteur coupe les lignes de champ, il est alors le
siège d’une FEM, dont le sens est donné par la règle des trois
doigts de la main gauche. Si on réalise une spire, les conducteurs 1
et 2 étant diamétralement opposés, les deux forces électromotrices
sont de même sens et s’ajoutent, si on ferme le circuit on réalise un
générateur. [6]

I.5.2 Fonctionnement en moteur :
Les machines à courant continu fonctionnent aussi bien en moteur qu’en générateur, elles sont
réversibles.
Figure -I.10 : Fonctionnement d’un moteur en charge
Lorsque l'on place une spire parcourue par un courant dans un champ magnétique, il apparaît un
couple de forces. Ce couple de forces crée un couple de rotation qui fait tourner la spire.
Au cours de ce déplacement, le couple de rotation diminue constamment jusqu'à s’annuler après
rotation de 90 degrés (zone neutre, la spire se trouve à l'horizontale et perpendiculaire aux aimants
naturels).
Afin d'obtenir une rotation sans à coup, l'enroulement d’induit doit être constitué d'un nombre
élevé de spires similaires. Celles-ci seront réparties de façons régulières sur le pourtour du rotor
(induit), de manière à obtenir un couple indépendant de l’angle de rotation du courant de la partie
fixe à la partie tournante du moteur.
Figure-I.11 : Schéma d’une machine à courant continu

I.5.2.1 Equations des grandeurs du moteur à courant continu :
Soit :
 n : le nombre de conducteur de l'induit
 D : le diamètre de l'induit
 L : la longueur des conducteurs soumis au flux inducteur
 I : le courant total à l'induit
 2a : le nombre de voie en parallèles de l'induit, c'est-à-dire nombre de circuits entre les
quels se partage I.
 N : la vitesse de l'induit en tours par seconde.
a/ Couple utile du moteur [2] :
S'il y a 2a voies en parallèle dans le bobinage de l'induit, il passe (I/2a) dans chaque conducteur,
la perméabilité du fer est beaucoup plus grande que celle de l'air, donc les lignes de champ du flux
inducteur arrivent sur le rotor perpendiculairement à sa surface, c'est-à-dire radialement.
La force s'exerçant sur le conducteur, F=B(I/2a)L, est perpendiculaire à l'induction et à la
direction du conducteur, elle est donc tangentielle. Le moment de cette force par rapport à l'axe de
rotation est : B (I/2a) L (D/2).
On note le couple électromagnétique (Cem) comme suivant :
Cem=n B Moy (I/2a) L (D/2) (I-1)
L'induction moyenne (B moy) qui subit un conducteur lors de son passage sous un pôle est le
quotient du flux d'un pôle par la surface de l'induit situé sous ce pôle (surface polaire).
|B Moy|=2PΦ/πDL (I-2)
Comme dans toute machine électromagnétique, le couple est proportionnel au flux créé par
l'induction, et au courant passant dans l'induit.
b/ Force électromotrice (f.e.m) [2]
Dans tout convertisseur électromagnétique, la f.é.m. (E) est le quotient par le courant de la
puissance transformée de la forme électrique à la forme mécanique(ou inversement).

Dans le cas du moteur à courant continu, la puissance est celle qui correspond au couple
électromagnétique.
EI=2πNCem (I-3)
En peut écrire :
E= (p/a) NnΦ (I-4)
On voit que la f.e.m est proportionnelle à la vitesse et aux flux.
Or la force électromotrice est égale à la tension U d'alimentation de l'induit diminuée de la chute de
tension RI dans la résistance de celui-ci et de la chute de tension eB aux contacts balais collecteur.
E= (P/a) nNΦ=U-(RI+ eB) (1-5)
D'où l'expression de la vitesse :
(I -6)
La chute de tension (RI+ eB) étant faible devant U on voit que la vitesse est proportionnelle à la
tension d'alimentation et inversement proportionnelle au flux Φ.
Pour inverser la vitesse, il faut inverser soit la tension soit le flux.
C/ Equation de tension, vitesse :
On désigne par
 U : la tension aux bornes de l'induit
 R : la résistance au bobinage de l'induit
 eB : la chute de tension aux contacts balais-collecteur.
A partir des relations (I-4) et (I-5) on déduit la vitesse N :
U= ( / ) NΦ+RI+eB (I-7)
(I-8)
La vitesse est inversement proportionnelle au flux inducteur. En fonctionnement normal
(RI+eB≪E) elle est à peu prés proportionnelle à la tension U.

I.5.2.2 Caractéristique mécanique des moteurs à courant continu [3]
Raisonnons sur un moteur à excitation séparée figure (I.12), si U et Ve désignent la tension
continues respectivement appliquées à armature(ou induit) et à l'excitation (ou inducteur), on a
d'après la loi d'ohm :
U=E+Ra Ia (I-9)
E (f.é.m.) a pour expression :
E= (p/a) NnΦ (1-10)
Figure -I.12 : Caractéristique mécanique du moteur à excitation séparée
Le flux utile est produit par le courant d'excitation (Ie=Ve/Re) ; la caractéristique correspondante
comporte une droite pour les faibles valeurs du courant puis une certaine courbure pour les valeurs
plus élevées, la machine étant alors saturée. Multipliant par I les deux nombres de la relation
précédente, il vient :
UI=EI+RaI2 (I-11)
Pa=UI et Pj= Ra I2 représentent respectivement la puissance absorbée par l'induit et les pertes
Joules correspondantes.
En conséquence, la différence Pe=Pa-Pj=EI est la puissance électrique intégralement transformée
en puissance mécanique. Cette puissance que l'on appelle puissance électromagnétique donne
naissance au couple électromagnétique soit :
(I-12)

En réalité le couple utile (ou couple moteur) Cm dont on dispose sur l'arbre du moteur est très
légèrement inférieur au couple électromagnétique, on a :
Cm=Cem-Cp (I-13)
Cp est un couple de perte qui comporte, d'une part les pertes fer (hystérésis et courants de Foucault),
d'autre part les pertes mécanique (frottement est ventilation) ; dans la pratique ce couple qui dépond
de la vitesse, ne dépasse pas de quelques pour cent du couple électromagnétique, aussi peut-en
écrire la relation suivante :
Cm =Cem=KIΦ (1-14)
Le couple utile d'un moteur à courant continu est proportionnel au courant de l'induit I et au flux de
l'inducteur Φ.
I.6 Les différents types de moteurs à courant continu [4]
Les moteurs à courant continu se différent par son mode d'excitation. On distingue donc :
1- Le moteur à excitation séparée.
2- Le moteur à excitation liée :
 Moteur à excitation shunt.
 Moteur à excitation série.
 Moteur à excitation composée
I .6.1Moteur à excitation séparée
Lorsque l'inducteur et l'induit sont reliés à des sources différentes. Ces moteurs ont l'avantage
d'avoir une vitesse relativement stable et réglable par la tension d'induit, mais nécessitent une
alimentation continue ou redressée indépendante pour l'inducteur.

Figure-I.13 : Moteur à excitation séparé.
En peut écrit :
= . + + (I-15)
Ue = Rex .Iex (I-16)
I.6.2 Moteur à excitation liée [4]
I .6.2.1 Moteur à excitation shunt (parallèle)
On peut utiliser une seule tension d'alimentation pour l'induit et l'inducteur, il suffit de placer le
bobinage inducteur en parallèle avec l'induit et les alimentant par une source de tension.
Pour varier la vitesse, il faut varier le courant d'excitation ainsi une variation du couple
développé par le moteur suivra, ce qui rend le réglage de la vitesse problématique [4].
Figure -I.14 : Moteur à excitation shunt
En peut écrire :
I=Ia+Ie (I-17)
(I-18)

I.6.2.2 Moteur série
Le bobinage d'inducteur est connecté en série avec le bobinage d'induit, ainsi les deux
bobinages sont alimentés par le même courant I. Ce moteur possède un fort couple de démarrage
(figure-I.15).
Figure -I .15 : Moteur à excitation série
Cem=KΦIa (I-19)
(I-20)
I.6.2.3 Moteur compound (composée)
II a été conçu pour réunir les qualités du moteur série et du moteur shunt, II comporte deux
enroulements par pôle inducteur : l'un est analogique au circuit d'excitation d'un moteur shunt et
n'est parcouru que par un courant de faible intensité devant celle du curant de travail, l'autre est en
série avec l'induit. La première porte un grand nombre de spires de fil de diamètre relativement gros.
Figure -I.16: Moteur à excitation compound
Donc il possède des propriétés intermédiaires à celles du moteur shunt et celles du moteur série,
sa vitesse est variable avec la charge, mais son couple de démarrage est très élevé.
Le moteur compound a donc, en définitive, les avantages du moteur série sans en avoir les
inconvénients. Il adapte bien sa vitesse à la charge qu'il entraîne, ce qui lui permet de supporter
d'assez fortes surcharges de durée limitée. Si la charge disparaît, il ne s'emballe pas.

Ces avantages ne sont cependant acquis qu'au prix d'une construction un peu plus compliqué;
on ne l'utilise donc que dans les cas ou ni le moteur série ni le moteur shunt ne donne entière
satisfaction (machines d'extraction, laminoirs, etc....) .
I.7 Choix d'un moteur à vitesse variable [5]
Dans la commande électronique, nous disposons de deux moyens de réglage de la vitesse : soit par la
variation de la tension au bornes du moteur, soit par la variation de la tension d'excitation. Il n'est pas
indifférent d'employer l'un ou l'autre de ces procèdes ; celui qui convient le mieux dépend de la
machine que le moteur entraîne et dans le cas ou le domaine de variation de la vitesse exige l'emploi
des deux procédés, il y a encore lieu de déterminer celui qu'il faut choisir.
En résumé pour le choix d'un moteur on peut faire les remarques suivantes :
 Le courant nominal est défini par réchauffement du moteur, alors que le courant de
surcharge est défini par la capacité de commutation du moteur.
 Pour une application donnée, il faut choisir un moteur dont les caractéristiques
conviennent à celles de la charge, régime nominal et en surcharge.
Il faut tenir compte :
 Du couple à transmettre.
 Du couple d'accélération, calculé avec la somme des moments d'inertie ramenés sur
l'arbre moteur.
Il en résulte alors une imperfection de la compensation du flux de commutation, car les pôles
auxiliaires sous- compensent les montées de courant et surcompensent ses diminutions.
Le choix de la vitesse de base et de la tension d'alimentation dépend essentiellement de la
puissance considérée ; ces grandeurs sont limitées pour des raisons technologiques, telles que la
tenue mécanique ou la commutation du collecteur. Il existe d'ailleurs une certaine normalisation
dans ce domaine.
Selon les applications, on choisira une excitation séparée (c'est le cas le plus général) ou une
excitation série (moteurs de traction essentiellement).

I.8 Avantages et inconvénients [1]
Les moteurs à courant continu sont utilisés dans de nombreuses applications industrielles, bien
que leur construction soit plus complexe que celle des moteurs à courant alternatif.
 Avantages
 Une large gamme de variations de vitesse au-dessus et au-dessous de la vitesse de régime.
 Un fonctionnement avec des couples constants ou variables.
 Une accélération, un freinage et une inversion du sens de rotation très rapide, ce qui est
a avantageux dans le cas des appareils de levage et des machines-outils.
 Une vitesse de rotation qui peut être régulée par l'intermédiaire d'un système de rétroaction.
 Une facilité de récupération d'énergie (fonctionnement dans les 4 quadrants).
 Inconvénients
 Une alimentation statorique et rotorique par courant continu (pont redresseur).
 Un mauvais facteur de puissance à basse vitesse.
 Nécessite beaucoup de maintenance, notamment pour le remplacement des balais et du
c collecteur.
 Ne peut pas être utilisé dans des environnements explosifs, le frottement des balais sur le
collecteur engendre des étincelles.
I.9 Conclusion
Les machines à courant continu ne sont plus guère utilisées à l'heure actuelle comme génératrices
de puissance, leurs larges possibilités de réglage de vitesse ont favorisé leur utilisation en moteur
(à excitation séparer) dans les applications où cette caractéristique est importante, surtout depuis le
développement des semi-conducteurs de puissance (transistors et thyristors).
La supériorité de ces moteurs réside dans le fait qu'ils se prêtent facilement à un contrôle
souple, continu et presque instantané de leur vitesse.

VARIATEUR DE VITESSE DU MOTEUR A COURANT CONTINU Chapitre II
Chapitre II :
Variateur de vitesse du moteur à courant continu
II.1 Introduction
Les moteurs à courant continu sont très utilisés dans les systèmes automatiques qui nécessitent
une régulation précise de la vitesse de rotation. Le principe de la régulation de vitesse consiste à
choisir le bon convertisseur.
Nous allons présenter les différents dispositifs qui sont utilisés dans les processus de régulation de
vitesse du moteur à CC. Ensuite, nous donnerons une description détaillée de la stratégie
d’obtention d’une onde MLI utilisée pour la commande d’ouverture et de fermeture des
interrupteurs électroniques installés au niveau du hacheur.
Nous cherchons dans ce chapitre à asservir deux paramètres du moteur, le courant absorbé qui
ne doit pas dépasser en aucun cas le courant maximal supporté par le moteur, ainsi que la vitesse
de rotation qu'on cherche à varier.
II.2 Fonctionnements dans les quatre quadrants [2]
II.2.1 Modélisation de la machine à courant continu :
Figure .II .1: Schéma équivalent d’un moteur à courant continu entrainant une charge

Les équations caractérisant de la machine à courant continu sont exprimées comme suite :
l/ La loi d'Ohm nous permet d'écrire :
U=RI+L +E (II-1)
2/ La force électromotrice E aux bornes du circuit d'induit est exprimée par :
(II-2)
3/ Le couple électromagnétique est donné par :
(II-3)
4/ La dynamique du système est représenté par :
4)-II()Couple dynamique(=JrC-emC
Avec Cr : couple résistant.
II .2.2 Caractéristiques électromécaniques
Dans un problème de motorisation, la charge entrainée impose au moteur de développer un couple
Cem et une vitesse Ω. adaptés aux nécessités de fonctionnement. Il est donc nécessaire pour un
moteur donné de définir l'ensemble des points de fonctionnement atteignables.
Dans la pratique on maximise le couple Cem en donnant au flux d'excitation sa valeur nominale.
Soit :Φnom =Φem
D'où on peut écrire :
et (II-5)
(II-6)
Avec K=KT Φnom

II.2.3 Les quadrants de fonctionnement d'une machine à courant continu [2]
Deux paramètres qui définissent le fonctionnement de système sont le couple et la vitesse. Le
couple dépend de la charge qui peut être entraînée ou entraînante. Le signe de la vitesse dépend du
sens de rotation du moteur. Quatre quadrants définissent les zones de fonctionnement :
Figure -II.2 : Quadrants de fonctionnement d'une machine à courant continu
Figure-II.3:Variations (vitesse &courant)dans les quatrequadrants
0.
00
00






T
TI
U
0.
00
00






T
TI
U
0.
00
00






T
TI
U
0.
00
00






T
TI
U

II.3 Principe du variateur de vitesse pour un moteur à CC : [10]
Il y a plusieurs façons ou précédés pour varier la vitesse d'un moteur CC. On peut faire modifier
la vitesse en variant la tension d'alimentation, mais dans ce cas une partie importante de l'énergie
est consommée par le dispositif d’alimentation. Pour cette raison, on préfère l'alimenter de façon
discontinue avec des variateurs électronique et faire ainsi varier la tension moyenne aux bornes de
la machine. On parle alors sur les redresseurs commandés à thyristor et les hacheurs.
II.3.1 Les dispositifs électroniques utilisés pour la variation de vitesse des moteurs
à courant continu :
Deux variateurs sont utilisés pour faire varier la vitesse d’un MCC
Figure-II.4:Dispositifs devariationdela vitesseduMCC.
II.3.2 Structure des variateurs de vitesse :
Le choix de la structure d'un variateur de vitesse doit satisfaire les critères suivants :
 Nature de la source d'énergie (continue ou alternative).
 1 ou 2 sens de rotation.
 Charge entraînante ou non.
 Freinage naturel ou forcé
II.4 Alimentation d'un moteur à courant continu par un redresseur commandé [6]
Le redresseur commandé (essentiellement à thyristors) assure directement la conversion de l’énergie
alternative en continu. Il délivre une tension légèrement ondulée dont la valeur moyenne U est réglable,
le redresseur est alimenté en triphasé (figure-II.5).

Figure -II.5 : Variation de la vitesse d'un moteur à courant continu par un convertisseur
statique alternatif/continu
II.4.1 Montage redresseur PD3 complet : (tout thyristors) [6]
Figure -II.6 : Machine alimentée par un redresseur entièrement commandé
 Interrupteurs unidirectionnels en courant (machine non réversible en couple)
 Un seul sens de rotation
 Deux quadrants de fonctionnement (I et II)
 Freinage statique (moteur sens direct=génératrice sens inverse).
Un convertisseur unidirectionnel ne pouvant débiter le courant que dans un seul sens, alors il n'est pas
capable de faire fonctionner une machine à courant continu dans les 4 quadrants (où I s'inverse avec Ω).
Pour cela il existe une solution, en branchant aux bornes de la machine à courant continu
deux(02) convertisseurs identiques en antiparallèle.

Figure -II.7 : Machine alimentée par un redresseur entièrement commandé double sens
Il faut gérer le passage d'un pont à l'autre :
 Du quadrant n°2 au quadrant n°3
 Du quadrant n° l au quadrant n°4
II.5. Alimentation d'un moteur à courant continu par un hacheur : [10]
Les hacheurs sont des convertisseurs statiques continu-continu (figure II.8) permettant d’obtenir
une source de tension continue variable à partir d’une source de tension continue constante. Pour
varier la tension, il suffit de varier la valeur moyenne de la tension de sortie en découpant la
tension de source. Cela est possible en commandant l’ouverture et la fermeture des interrupteurs
électroniques.
Figure-II.8:Schéma de principe du hacheur
a. Structures d’hacheurs non réversibles : [10]
Nous allons nous intéresser, dans un premier temps aux structures les plus simples des hacheurs. Il s’agit
de celles qui n’assurent pas la réversibilité, ni en tension, ni en courant. L’énergie ne peut donc aller que
de la source vers la charge.

a.1) Hacheur série ou dévolteur
Ce nom est lié au fait que la tension moyenne de sortie est inférieure à celle de l’entrée. Il comporte un
interrupteur à amorçage et blocage commandable ‘transistor bipolaire, transistor MOS ou IGBT...’ et un
interrupteur à blocage et amorçage spontanés ‘diode’. Le schéma du hacheur série est donné par la figure
II.9
Figure-II.9:Schéma de principe d’un hacheur série
La charge est constituée par un moteur à courant continu. Pour améliorer la qualité du courant c’est-à-dire
limiter l’ondulation résultant du découpage sur le courant de sortie, on insère une inductance en série avec
le moteur. On néglige l’ondulation résiduelle.
Fonctionnement : Le cycle de fonctionnement, de période de hachage T = 1/f, comporte deux étapes.
Lors de la première étape, on rend le transistor passant et la diode, polarisée en inverse, est bloquée. Cette
phase dure de 0 < t <α T, avec α compris entre 0 ÷ 1, α est appelle rapport cyclique. Lors de la seconde
étape, on bloque le transistor, la diode devient passante, cette phase dure de αT< t <T.
a.2) Hacheur à stockage capacitif :
Le schéma du hacheur capacitif est donné par la figure II.10
Figure-II.10:Schéma de principe du hacheur stockage capacitif.

Fonctionnement : Durant l’état de repos, la capacité se charge à travers la diode D. Lors de la première
partie du cycle de fonctionnement, de 0 < t < αT, l’interrupteur commandable est fermé. La capacité se
décharge à travers la charge. La diode D est à l’état bloqué. Lors de la seconde partie du cycle, de αT < t
<T, on ouvre l’interrupteur commandé et la capacité recommence à se charger et la diode devient
passante. Cette dernière joue le rôle d’une diode de roue libre pour la charge.
Remarque : On note que le sens de la tension de sortie est inversé par rapport au cas précédent.
b. Structures d’hacheurs réversibles : [10]
Les structures que nous venons de voir ne sont pas réversibles, ni en tension, ni en courant.
L’énergie va donc toujours de la source vers la charge. Il est possible de modifier ces dispositifs
pour inverser le sens de parcours de l’énergie. Ainsi, une source peut devenir une charge et
inversement. Ce type de comportement se rencontre usuellement dans les systèmes électriques.
Ainsi, un moteur en sortie d’un hacheur représente une charge. Cependant, si on veut réaliser un
freinage, le moteur va devenir une génératrice, ce qui va entrainer un renvoi d’énergie à la source
qui est plus astucieux qu’un simple freinage mécanique.
b.1) Hacheur série réversible en courant :
Dans ce système, le changement du sens de parcours de l’énergie est lié au changement de
signe du courant alors que la tension reste de signe constant.
Cette fois, l’interrupteur, réversible en courant, est formé de deux composants. Le premier est un
composant commandable à l’amorçage et au blocage transistor, IGBT, GTO..., alors que le
second est une diode. Ils sont montés en antiparallèle. Le Schéma de l’interrupteur réversible en
courant est donné par la figure II.11.
Figure-II.11:Schéma d’Interrupteur réversible en courant
Cette fois, Ik peut être positif ou négatif. Il n’y aura plus de phénomène de conduction discontinue et
de l’impossibilité pour le courant de changer de signe. Simplement, suivant le sens du courant, l’un ou
l’autre des composants assurera la conduction.

Figure-II.12:Structure d’un hacheur série réversible en courant.
La structure du hacheur série réversible en courant est donnée par la figure II.12. C’est la structure du
hacheur série classique par des interrupteurs réversibles en courant avec modification de la charge. En
prenant une MCC qui peut, sous tension constante, fonctionner en génératrice ou en moteur.
b.2) Hacheur réversible en tension :
La tension appliquée à la charge peut prendre les valeurs +Vs ou −Vs, ce qui permet, suivant la valeur du
rapport cyclique, de donner une valeur moyenne de tension de sortie positive ou négative. En revanche, le
courant doit rester de signe constant dans la charge, car les interrupteurs ne sont pas réversibles. Le
schéma de principe du hacheur réversible en tension est donné par la figure II.13.
Figure-II.13:Principe d’un hacheur réversible en tension.
La charge est formée par une machine à courant continu en série avec une inductance, destiné à limiter
l’ondulation de courant dans la machine. La machine fonctionne sous un courant toujours de même signe.
Fonctionnement : Lors de la première phase de fonctionnement, dans l’intervalle de temps 0 < t < αT,
les deux interrupteurs commandés T1 et T2 sont fermés et les diodes D1 et D2 ouvertes. La charge est
sous tension +Vs. Lors de la seconde phase de fonctionnement, sur l’intervalle de temps αT < t < T, les
interrupteurs commandés sont ouverts et les diodes sont passantes. La charge est sous tension −Vs. La
forme de la tension de sortie est représentée dans la figure II.14.

Figure-II.14:Allure de la tension de sortie appliquée à une MCC.
Si α est supérieur à 0.5, alors la tension moyenne de sortie est positive. En revanche, dans le cas où le
rapport cyclique est inférieur 0.5, la tension moyenne de sortie est négative.
b.3) Hacheur réversible en tension et en courant
On reprend la structure du hacheur réversible en tension que nous venons de donner en remplaçant les
interrupteurs par des interrupteurs réversibles en courant. Dans ce cas, le courant dans la charge peut
changer de signe. Comme pour le hacheur simplement réversible en courant, ce sera la diode ou le
transistor qui sera passant, suivant le signe du courant dans l’interrupteur. On obtient donc la structure
représenté dans la figure II.15.
Figure-II.15:Schéma de principe du hacheur réversible en tension et en courant
Le hacheur, alimenté par la tension ‘ VS ‘ a une structure en "H" et permet un fonctionnement dans les "4
quadrants".

 Fonctionnement en moteur dans le sens (+) : On convient que c'est le sens indiqué sur le boîtier
de commande. T4 est fermé, T3 est bloqué : T1 et T2 sont commandés de façon complémentaire
avec le rapport cyclique α :
0 < t < αT : T1 et T4 sont passants, il y a transfert d'énergie du réseau vers le moteur et la bobine.
αT < t < T : D2 et T4 sont passants, la bobine transfère de l'énergie au moteur dans une phase de roue
libre. La tension moyenne aux bornes du moteur est positive UM = α Uh.
 Fonctionnement en moteur dans le sens (-) : La position (-) du commutateur modifie les noms du
transistor saturé en permanence et des transistors commandés de façon complémentaire. T2 est
alors saturé en permanence, T1 bloqué : T3 et T4 sont commandés de façon complémentaire avec
le rapport cyclique α :
0 < t < αT : T3 et T2 sont passants, il y a transfert d'énergie du réseau vers le moteur et la bobine.
αT < t < T : D4 et T2 sont passants, la bobine transfère de l'énergie au moteur dans une phase de roue
libre. La tension moyenne aux bornes du moteur est négative UM = - α Uh
II.6 Technique de commande à MLI : [10]
II.6.1 Introduction :
La qualité de la tension de sortie d’un hacheur dépend largement de la technique de commande utilisée
pour commander les interrupteurs de ce hacheur. Il existe plusieurs techniques de commande et le choix
d’une technique parmi toutes les possibilités dépend essentiellement du type d’application auquel
l’appareil est désigné.
La technique la plus utilisée dans les variateurs de vitesse pour MCC est la commande par modulation de
la largeur d’impulsion MLI.
Le développement considérable de la technique de modulation en largeur d’impulsion ouvre une large
étendue d’application dans les systèmes de commande et beaucoup d’autres fonctions. Elle permet une
réalisation souple et rentable des circuits de commande des hacheurs.

II.6.2 Principe de la commande MLI :
Le Principe de base de la Modulation de la Largeur d’impulsion MLI est fondé sur le découpage d’une
pleine onde rectangulaire. Ainsi, la tension de sortie est formée par une succession de créneau
d’amplitude égale à la tension continue d’alimentation et de largeur variable. La technique la plus
répondue pour la production d’un signal MLI est de comparer entre deux signaux :
 Le premier, appelé signal de référence, est un signal continue qui varie entre deux seuils définis
en fonction de notre application.
 Le second, appelé signal de la porteuse, définit la cadence de la commutation des interrupteurs
statiques du convertisseur. C’est un signal de haute fréquence par rapport au signal de référence ;
 L’intersection de ces signaux donne les instants de commutation des interrupteurs
La réalisation électronique de la fonction MLI est donnée par la figure II.16
Figure.II.16:Réalisation du signal MLI
L’intersection de la référence avec la porteuse, en sens croissant, commande l’ouverture du
transistor T, son intersection avec la porteuse, en sens décroissant, commande la fermeture de T.
Le principe se fait par comparaison entre les deux signaux utilisant un amplificateur opérationnel.

II .7 Modélisation de l'association : Moteur à courant continu/Hacheur
II.7.1 Modélisation du moteur à courant continu : [8]
A- Modélisation et schéma bloc.
La commande de cette machine est effectuée à travers la variation de la tension d'induit, le
flux inducteur est donc considéré constant égale au flux maximal.
 Machine fonctionnant à vide :
Deux équations fondamentales régissent le fonctionnement d'une machine à courant continu,
Soit E la force électromotrice à vide, Ω la vitesse de rotation du rotor, Ce le couple
électromagnétique développé par la machine, et Ia le courant circulant dans l'induit.
= . Ω (II-7)
= . Avec = . ∅ = ∁˕ (II-8)
La tension Va aux bornes de l'induit sera :
= . + + (II-9)
Appliquons-la transformée de Laplace sur ces équations :
( ) = . Ω( ) (II-10)
( ) = . ( ) (II-11)
( ) = ( + . ). ( ) + ( ) (II-12)
D’où le schéma bloc de la machine à courant continu à vide commande par la tension d'induit
Figure-II.17 : Schéma bloc de la MCC à vide commandé par la tension d'induit

 Machine fonctionnant en charge :
L'équation mécanique fondamentale régissant la rotation de l'arbre du moteur en charge s’écrit :



dt
d
JCCe tresis tan avec CrfC tresis  .tan (II-13)
Ou :
f est le coefficient de frottement de l'ensemble moteur + charge
J est le moment d'inertie de l'ensemble moteur + charge
B-Schéma bloc final :
Figure .II.18: Modèle utilisé par simulation de la machine à courant continu
II.7.2 Modélisation du Hacheur sur Simulink :
Figure .II.19: Modèle utilisé pour la simulation du convertisseur

II.8 Résultats de simulations :
Pour les paramètres utilisés de la machine voir l’annexe.
II.8.1 Fonctionnement à vide :
Figure .II.20: Réponse de la MCC à vide.

II.8.2 Fonctionnement à vide avec changement de la tension d’induit U :
à t=0 U= 220 V ; à t=1s U=55 V
Figure -II.21 : Réponse de la MCC à vide avec changement de la tension d’induit.

II.8.3 Fonctionnement en charge :
Application de la charge à t=1.5s et suppression de la charge à t=3s.
Figure .II.22: Réponse de la MCC en charge

II.8.4 Interprétations des résultats de simulation :
A vide:
La vitesse de rotation atteint, la vitesse nominale (200 rad/s) après le régime transitoire qui
dure environs 0.4 sec (Figure-II.20).
Le transitoire du courant a une durée équivalente au temps de démarrage avec une valeur de
crête d'environs 3,4 A et après reviens à sa valeur nominal 0.1 (Figure-II.20).
En charge:
En démarrant également le moteur à vide, puis en appliquant une charge à 1,5 sec, la vitesse
chute d'une valeur de 30 rad/s de la vitesse nominale (Figure-II.22).
Par rapport au courant, au démarrage à vide il y'a un pic et après le courant prend une valeur
(0.1 A), après 1,5 sec en applique une charge le courant augmente jusqu’à 0,6A. En supprimant
cette charge à 3sec le courant diminue et prend la valeur de 0.1 A (Figure-II.22).
II.9 Conclusion
Dans ce chapitre, on a vu la variation de la vitesse d’un moteur à courant continu en utilisant
le convertisseur CC/CC (Hacheur).
D'après les résultats obtenus par le logiciel MATLAB, on remarque que la vitesse du moteur à
courant continu diminue quand la charge est appliquée, elle ne retourne jamais à sa valeur initiale.
Pour éliminer ce problème on va utiliser un régulateur classique PID. Le rôle de ce régulateur est
de maintenir la vitesse à sa valeur de consigne ou de référence. Le chapitre qui suit fera l’objet de
cette étude.

REGULATEUR PID DU MOTEUR A COURANT CONTINU Chapitre III
Chapitre III :
Régulateur PID du moteur à courant continu
III.1. Introduction
La commande PID est dite aussi (correcteur, régulateur, contrôleur), se compose de trois
termes P, I, D d’où le ‘P’ correspond au terme proportionnel, I pour terme intégral, D pour le
terme dérivé de la commande. Les régulateurs PID sont probablement les plus largement utilisés
dans le contrôle industriel. Même les plus complexes systèmes de contrôle industriel peut
comporter un réseau de contrôle dont le principal élément de contrôle est un module de contrôle
PID. [11]
Ce chapitre a pour but, d’implémenter la commande PID classique pour un moteur à courant
continu à excitation séparée, pour un seul objectif est d’annuler l’erreur statique, diminuer le
dépassement, diminuer le temps de réponse et le temps de monté afin d'obtenir une réponse
adéquate du procédé et de la régulation et d’avoir un système précis, rapide, stable et robuste.
Figure. III.1 : Schéma bloc d’un système avec correcteur (Boucle fermée) [11]
III.2 Les actions du régulateur PID [9][12]
III.2.1 Action Proportionnelle(P)
Cette action est la plus classique. Elle consiste à appliquer une correction en rapport avec la
différence instantanée entre la mesure et la consigne courante. Le rapport erreur/commande
s'appelle le gain ou (Bande proportionnelle).
La limite de cette commande arrive à partir du moment où l'erreur devient petite ou si la consigne
n'est pas constante ; en effet l'annulation de l'écart considère que la consigne à l'instant T+l sera le
même qu'à l'instant T.

Figure-III.2 : Entrée et sortie du régulateur (P)
L'action proportionnelle corrige de manière instantanée, donc rapide, tout écart de la grandeur à
régler, elle permet de vaincre les grandes inerties du système. Afin de diminuer l'écart de réglage et
rendre le système plus rapide, on augmente le gain (on diminue la bande proportionnelle) mais est
limité par la stabilité du système. Le régulateur P est utilisé lorsqu'on désire régler un paramètre dont la
précision n'est pas importante.
a/Principe de fonctionnement
La relation entre la sortie u(t) et le signal d’erreur ε(t) est :
U(t)=Kp. ε(t) (III-1)
Donc :
Kp=U(t)/ε(t) (III-2)
Kp : gain proportionnel
Figure -III.3 : Correction proportionnelle (P)

 Effet
L'action proportionnelle P crée un signal de commande u(t) proportionnel au signal d'erreur
e(t). Elle agit donc principalement sur le gain du système asservi et permet :
 D’améliorer notablement la précision.
 Entraîne une augmentation du gain, d'où une diminution de l'erreur statique
 Augmente la bande passante du système.
 Améliore la rapidité du système et augmente l'instabilité du système.
Le correcteur proportionnel P n'est généralement pas utilisé seul. On verra que tout correcteur
possède au moins l'action proportionnelle [8].
c/Réalisation pratique
Figure-III.4 : Réalisation du régulateur(P) avec un amplificateur opérationnel
III.2.2 Action intégrale (I) [9][12]
Cette action calcule sa contribution à la commande en n'utilisant pas l'écart instantané mais une
mémoire des écarts intervenus lors des précédents échantillonnages. Ceci permet d'éliminer à la
fois les erreurs statiques trop petites pour que l'action proportionnelle et les erreurs de suivi de
consignes en pente. La limite de cette commande intervient à partir du moment où le système ne
réagit plus à la commande passée (blocage d'organe, limitation de sécurité, etc.). Dans ce cas
précis, le régulateur va amplifier à l'infini sa contribution intégrale. On parle de saturation
d'intégrale. La résolution de problèmes passe de l'utilisation d'un PID à intégrale externe. La
contribution intégrale se calcule en ajoutant tous les Ti secondes la valeur de l'entrée de
l'intégrateur à l'ancienne valeur.

Figure-III.5 : Entrée et sortie du régulateur intégrateur
Le réglage de la contribution intégrale peut se faire de deux façons : soit réglage du Ti, soit
réglage de « n » qui est le nombre de fois où l'on somme l'entrée durant l'unité de temps (1 minute
ou 1 seconde). Nous avons la relation Ti = 1/n. Elle permet d'éliminer l'erreur résiduelle en régime
permanent. Afin de rendre le système plus dynamique (diminuer le temps de réponse), on
diminue l'action intégrale mais, ceci provoque l'augmentation du déphasage ce qui provoque
l'instabilité du système en boucle fermée. Et elle est aussi utilisée lorsqu'on on désire avoir en
régime permanent, une précision parfaite, en outre, elle permet de filtrer la variable à régler d'où
l'utilité pour le réglage des variables bruitées.
a/Principe :
La relation entre la sortie u(t) est le signal d'erreur ε(t) est :
(III-3)
Avec :
U (t)=Ki∫ ( ).d(t) (III-4)
Donc
( )
( )
=ki/p=1/Tip (III-5)
Ki : gain intégral
Ti : constante de temps d'intégration

Figure- III.6 : Régulateur intégrateur(I)
b/Effet
L'intérêt principal de ce régulateur est d'ajouter dans la chaîne de commande une intégration.
Nous savons que la présence d'une intégration augmente la classe du système et réduit ou annule,
selon le type d'entrée, l'erreur statique du système. L'action intégrale pure :
 améliore la précision en réduisant ou annulant l'erreur statique.
 introduit un déphasage de -90° qui risque de déstabiliser le système (diminution de la marge
déphasé).
Le régulateur à action exclusivement intégrale n'est pratiquement jamais utilisé, en raison de sa
lenteur et de son effet déstabilisant. Il est, en général, associé au régulateur Proportionnel.
c/Réalisation pratique
Figure-III.7 : Réalisation du régulateur intégrateur (I) avec amplificateur opérationnel

III .2.3 Action dérivée (D) : [12]
a/ Principe
La relation entre la sortie u(t) et le signal d'erreur ε(t) est :
( ) = .
( )
(III-6)
C’est-à-dire
( )
( )
= . = . (III-7)
Avec Kd appelé " gain dérivé ",
Td appelée " constante de temps de dérivation "
Son schéma fonctionnel est celui de la Figure-III.8
Figure-III.8 : Correction à action dérivée pure (D)
Figure-III.9 : Entrée et sortie du correcteur à action dérivée (D)

b/ Effet
La réponse indicielle montre qu’un correcteur à action exclusivement dérivée ne permet pas la
transmission d’un signal. L’action dérivée ne peut donc être utilisée seule. On fait appel à elle
lorsque le signal de commande u doit être particulièrement efficace. En effet, ce correcteur
permet de faire intervenir la dérivée du signal d’erreur ; il sera d’autant plus actif que la variation
de ε(t) est rapide.
L’action dérivée pure :
 améliore la stabilité du système par l'introduction d'un déphasage supplémentaire de +
90° (augmentation de la marge de phase),
 mais fait diminuer la précision du système,
 et amplifie les bruits de hautes fréquences.
Le correcteur à action exclusivement dérivée n’est pratiquement jamais utilisé. Il est en général
associé au correcteur Proportionnel.
c/ Réalisation pratique :
Figure-III.10 : Réalisation du correcteur D avec 2 amplificateurs opérationnels
III.3 La commande PID en régulation de vitesse : [11]
La commande proportionnel-intégral-dérivé (PID) est insérée dans la chaine directe de
l’asservissement, en série avec le processus, comme indiqué dans la (Figure.III.1). Ce régulateur
élabore à partir du signal d’erreur (t) une commande uc(t) en fonction de trois actions
proportionnelle, intégrale, dérivée,

( ) = . ( ) + ∫ ( ) + .
( )
(III-8)
= . ( ) + ∫ ( ) + .
( )
(III-9)
( ) = . ( ) + .
( )
+ . ( ). (III-10)
Kp: gain d’action proportionnelle.
Ki=1/Ti : gain d’action intégrale.
Kd=Td : gain d’action dérivée.
Ti : constante de temps, dite temps d’action intégrale.
Td : constante de temps, dite temps d’action dérivée.
Le régulateur PID est donc conçu dans le domaine temporel comme la somme des trois actions.
On obtient alors un asservissement composée d’un terme proportionnel, un terme intégral et un
terme dérivé, mises en parallèle, on parle d’asservissement PID :
Figure-III.11 : Schéma bloc du correcteur PID en régulation de vitesse

III.4 Procédé lors de la conception d'un réglage avec régulateurs standard [1]
Figure-III.12 : Procédé lors de la conception d'un réglage avec régulateurs standard
La première étape consiste en une analyse approfondie du système à régler, suivie de la
modélisation par fonctions de transfert, souvent ces deux premières étapes sont très délicates et
nécessitent beaucoup de temps, parfois il est même impossible de déterminer un modèle
convenable.
Le système à régler est en général décrit par des constantes de temps, parfois par une
pulsation propre et un coefficient d'amortissement, on procède alors au choix et au
dimensionnement du régulateur standard, il est judicieux d'effectuer une simulation, soit
numérique, soit en temps réel afin de vérifier le comportement dynamique du réglage surtout
en ce qui concerne l'influence de limitations et de corrections.
En fin, on passe à l’implémentation (par matériel ou logiciel) du régulateur et aux tests sur
l’installation il est souvent nécessaire de retourner à une étape précédente pour améliorer les
résultats obtenus.

III.5 Propriétés d'un réglage avec régulateurs standard [1]
Les propriétés essentielles d'un réglage avec régulateurs standard sont les suivantes :
 Mesure d'une seule grandeur, la grandeur à régler y (dans le cas d'un système mono
variable).
 Formation de l'écart de réglage e = w - y ;
 Comportement linéaire et dynamique du régulateur standard, suivant l'écart de réglage.
 Aptitude à régler convenablement des systèmes à régler avec des constants de temps ou
avec un comportement oscillant bien amorti.
 Nécessité d'une analyse et d'une modélisation approfondies du système à régler.
 Connaissance assez précise des paramètres du système à régler.
III.6 Calcul du régulateur [1]
Lors de l'alimentation de l'inducteur de la machine à courant continu, le convertisseur
utilisé est généralement assimilé en première approche à un gain constant. On dit alors qu'on
utilise un modèle à valeur moyenne instantanée, c'est-à-dire que l'on assimile la tension de sortie
sur une période de fonctionnement du convertisseur à sa valeur moyenne. Un tel type de
modélisation est satisfaisant, si le circuit alimenté par cette source de tension, présente une
constante de temps relativement grande devant la période de fonctionnement du convertisseur.
Dans le cas contraire, il faut rechercher une modélisation rendant compte du fonctionnement
échantillonné du convertisseur, ainsi que des retards pouvant être introduit par le mode de
commande, le principe de réglage est le suivant :
 Introduction d'un correcteur proportionnel. CP(p)=Kp
 Réglage de Kp (temps de réponse, dépassement, marge de phase...)
 Introduction d'un correcteur proportionnel intégrale dérivateur.( CPID (p)), les 3 en parallèle

III.7 Simulation de la commande avec régulateur (PID)
III.7.1 Structure de la correction (PID) :
Figure-III.13 : Schéma bloc du régulateur PID
La correction utilisée est une régulation de la vitesse de rotation du moteur, le système corrigé aura le
schéma bloc suivant :
Figure-III.14 : Schéma bloc du régulateur PID et le moteur en charge

III.8 Résultats de simulation :
Les paramètres de la machines sont donnés sur l’annexe. Avec kp=2 et ki=50 et kd=0.01 (meilleur
paramètres obtenus après plusieurs essais).
III.8.1 Résultats de simulation (à vide avec changement de la consigne)
Figure-III.15-a: Réponse du système avec régulateur PID à vide
Figure-III.15-b : Réponse du système avec régulateur PID à vide

III.8.2 Résultats simulation (en charge)
Figure-III.16-a : Réponse du système avec régulateur PID en charge (kp=2 ki=50 kd=0.01)
Figure-III.16-b : Réponse du système avec régulateur PID en charge (kp=2 ki=50 kd=0.01)

 Interprétation les résultats de simulation :
Au démarrage le moteur à atteint sa valeur nominale (200 rad/s) avec un temps très cours 0.3sec
avec un dépassement acceptable. On applique un charge après 1,5sec la vitesse chut de 200 rad/s à
190 rad/s mais au moment de changement il y'a un dépassement de 10% de la consigne avant de
retourner à sa valeur initiale par le régulateur PID, A partir de 3sec on lève la charge en remarque
que la vitesse va faire un dépassement et après une régulation de vitesse initial 200 rad/s la vitesse
chute d'une valeur très petite de la consigne avant de retourner à sa valeur initiale (Figure-III.16-a).
Par rapport au courant au démarrage à vide il y'a un pic et après le courant prend une valeur (0.1 A),
après 1,5sec en applique une charge le courant augmente. En supprimant cette charge à 3sec le
courant diminue et prend la valeur de 0.1 A (Figure-III.16-b).
III.9 Conclusion
D'après les différents résultats, nous avons conclu que la vitesse du moteur à courant continu
diminue quand une charge est appliquée, mais grâce au régulateur PID, la vitesse retourne
toujours à sa valeur initiale. Donc le régulateur PID est indispensable afin de contrôler notre
système convenable, le rôle d'un régulateur est de maintenir une grandeur donnée à une valeur de
consigne, l'idéal serait que la variable contrôlée soit exactement égale à la consigne.
Un régulateur Proportionnel Intégral, Dérivé (PID) est un organe de contrôle permettant
d'effectuer une régulation en boucle fermée d'un système industriel. C'est le régulateur le plus
utilisé dans l'industrie, et il permet de contrôler un grand nombre de procédés. Le réglage d'un
PID consiste à déterminer les coefficients Kp, Ki et Kd afin d'obtenir une réponse adéquate du
procédé et de la régulation. L'objectif est d'être robuste, rapide et précis. Il faut pour cela limiter le
ou les éventuels dépassements et le temps réponse pour cela on va utiliser un nouveau régulateur
avancé qui s’appelle (la commande par retour d’état adaptative) dans le chapitre suivant.

COMMANDE PAR RETOUR D’ETAT ADAPTATIVE DU MOTEUR A CC CHAPITRE IV
UDL Sidi Bel Abbes 2016 Page 50
Chapitre IV :
Commande par retour d’état adaptative du moteur à CC
IV-1 Introduction :
Devant la complexité croissante des systèmes, la fonction de transfert peut parfois sembler ne
pas être le modèle le plus approprié pour d´écrire les comportements considères. La recherche
de performances toujours plus fines peut conduire à la même conclusion. Ceci est
particulièrement vrai si l’on envisage l’étude de systèmes multi variables. Pour cette raison,
d’autres modèles sont utilisés et apparaissent comme une alternative à la fonction de transfert.
Le plus célèbre d’entre eux est la représentation d’état ou équation d’état ou encore modèle
d’état. Il fut popularise dans les années 1960 même si son origine est plus lointaine. Il s’agit
d’un modèle qui prend en compte la dynamique interne du système et ne se limite pas à la
description d’un comportement de type entrée/sortie.
Parmi les différentes commandes, la commande adaptative est une autre manière de résoudre
le problème de la commande (tels que : éviter l’exigence de la connaissance explicite de la
dynamique du système qui n’est pas toujours possible, réduire les influences des paramètres
inconnus ….etc). [13]
Dans ce chapitre :
1- on va effectuer nos calculs théoriques de la commande par retour d’état pour déterminer les
paramètres de L et réaliser cette commande sur un moteur à courant continu à l’aide d’une
carte d’acquisition DSP.
2- On va illustrer le développement de la commande adaptative à modèle de référence
(MRAC) de la MCC dans un environnement MATLAB/SIMULINK, dans le but de présenter
les performances de chaque commande.
IV-2-Généralisation sur l’espace d’état : [14] [15]
IV -2-1 représentations d’état d’un système :
Soit un système multi-entrées, multi-sorties, dont le modèle est décrit par une ou plusieurs
équations différentielles linéaires à coefficients constants. Ce modèle peut s’écrire sous la
forme d’un système d’équations matricielles différentielles du premier ordre :

̇( ) = ( ) + ( ) Équation de commande (IV-1)
( ) = ( ) + ( ) Équation d’observation (IV-2)
 x(t) est appelée vecteur d’état du système de dimension n.
 u(t) est appelée vecteur d’entrée ou vecteur de commande du système de dimension ℓ.
 y(t) est appelée vecteur de sortie du système de dimension m.
 A est appelée matrice d’état du système de dimension n×n.
 B est appelée matrice d’entrée ou de commande du système de dimension n×ℓ.
 C est appelée matrice de sortie du système de dimension m×n.
 D est appelée matrice de transmission directe du système de dimension m×ℓ
IV-3 la commande par retour d’état : [17]
IV-3-1 Principe :
Le principe est de déterminer une commande telle que les pôles du système de la fonction de
transfert du système bouclé soient convenablement placés dans le plan complexe et satisfasse
des spécifications d’amortissement, de rapidité...
Les pôles de la fonction de transfert étant les valeurs propres de la matrice d’état, le but est
donc de réaliser un asservissement modifiant convenablement la matrice d’état du système.
Figure IV-1 : Système en boucle ouverte
Soit un système décrit par l’équation d’état suivant :
̇( ) = ( ) + ( ) (IV-3)
( ) = ( ) + ( ) (IV-4)
Dans le cadre de ce mémoire, on se restreint à la commande linéaire construite par rétroaction
linéaire de l’état du système sur l’entrée :
( ) = ( ) − ( ) (IV-5)
Le signal de commande du système (autrement dit l’écart) doit être construit en soustrayant au
signal de consigne un signal qui dépend du vecteur d’état. Ce vecteur d’état étant composé de

n signaux x1(t), x2(t)…..xn(t), on le multiplie par un vecteur ligne (L) appelé vecteur de gain
pour pouvoir effectuer cette soustraction. On a alors :
L= [ L1 L2 …..Ln ]
( ) = ( ) − ( ) = ( ) − [ 1 2 … . ]
1
2
⋮
(IV-6)
Figure IV-2 : Bouclage du système par un vecteur de gain.
Les équations du système en boucle fermé sont :
̇( ) = ( ) + ( )
( ) = ( ) − ( ) (IV-7)
( ) = ( ) + ( )
L’équation d’état du système en boucle fermé s’écrit :
̇( ) = ( ) + [ ( ) − ( )] = − ( ) + ( ) (IV-8)
Par conséquent, la matrice d’état du système en boucle fermé vaut : −
La dynamique du système bouclé est donc fixée par les valeurs propres de la matrice [A-BL];

IV-3-2 La Commandabilité : [14]
Un système est dit commandable lorsque, pour tout état initial Xini, il existe une commande
U(t) permettant d’atteindre n’importe quel état final Xfin en un temps fini.
Concrètement, pour déterminer la commandabilité d’un système, on peut calculer la matrice
de commandabilité d’une de ses représentations d’état, définie de la manière suivante :
( ; ) = [ … … . . ] (IV-9)
Où : n est le nombre de variables d’état.
Le système est alors commandable si et seulement si la matrice de commandabilité est de
rang plein, c’est-à-dire que son déterminant est non nul dans le cas d’une matrice carrée.
Si : Rang (C) = n……..le système est commandable
Rang (C) < n……..le système est partiellement commandable.
IV-3-3 Observabilité : [14]
Un système est dit observable lorsqu’il est possible de reconstruire l’état X de ce système à un
instant donné t à partir de la connaissance de son entrée U et de sa sortie Y pour des temps au-
delà de t.
Concrètement, pour déterminer l’observabilité d’un système, on peut calculer la matrice
d’observabilité ɵ d’une de ses représentations d’état, définie de la manière suivante :
(IV-10)
Où n est le nombre de variables d’état. Le système est alors observable si et seulement si la
matrice d’observabilité est de rang plein, c’est-à dire que son déterminant est non nul.
IV-4 commander un moteur à courant continu par retour d’état :
Dans cette section, nous cherchons à montrer comment procéder lors de la conception de la
commande par retour d’ état .afin de commander un moteur à courant continu en revenant à la
modélisation de notre système, nous choisissons comme variable d’état la vitesse Ω et sa
drivée Ω̇ .

Alors notre vecteur d’état devient :
( ) = =
Ω̇
Ω
(IV-11)
D’après les équations électrique et mécanique de notre système MCC on obtient l’équation de
transfert suivante :
Ω( )
( )
= (IV-12)
Avec : =
.
=
( . . )
.
=
( . . )
.
(IV-13)
L’équation d’état de notre système est comme suite :
̇ =
̇
̇
=
− −
1 0
. +
0
(IV-14)
Ap Bp
= [0 1] (IV-15)
C
Avec : 1 = ̇2 = Ω̇ et 2 = Ω
La réponse désirée est donnée par :
̇ = + (IV-16)
Où :
= −2 −
1 0
=
0
(IV-17)
Avec :
= 30 / ……….(La pulsation propre)
= 0.9 ………..(Le coefficient d’amortissement)

La loi de commande par retour d’état est donnée par :
= − = − − (IV-18)
Le système en boucle fermée est :
̇ = − + = + (IV-19)
= (IV-20)
où :
( ) = − =
− − − −
1 0
(IV-21)
( ) = =
0
(IV-22)
Nous avons :
( ( ) − ) =
2 − − 0
− − 0
(IV-23)
( ( ) − ) = ( − 0)
L’erreur de poursuite est défini par :
= − (IV-24)
On aura :
̇ = − = + − − (IV-25)
= + ( − ) + ( − )
Cette erreur tend vers zéro (0) si Am est stable et :
( ) − = 0 (IV-26)
( ) − = 0 (IV-27)

Alors :
=
2 −
=
−
=
A.N :
=
−32.4635 −899.3577
1 0
, =
856.3846
0
, = [0 1] , D=0 (IV-28)
D’après les calculs, on trouve :
= −0.025
= 75. 10 (IV-29)
= 1.05
IV-5 Le schéma de simulation commandé par retour d’état du système et sa réponse :
Figure IV-3 : Schéma bloc du retour d’état non adaptatif du moteur à courant continu

 Réponse à vide :
Figure IV-4 : Réponse de simulation par retour d’état de la vitesse à vide
 Réponse en charge :
Figure IV-5 : Réponse de simulation par retour d’état de la vitesse en charge

IV-5-1 Interprétation :
D’après le résultat de simulation on voit que le système est plus rapide avec un temps
d’établissement de 0.3s, (figure IV.4)
Mais malheureusement, lorsqu’une perturbation apparait dans l’instant (1s), la vitesse change
et les gains statiques ne sont plus assuré, notre commande n’est pas robuste. (figure IV. 5)
Afin d’annuler l’écart de la vitesse entre la consigne et la sortie. Nous allons essayer
d’intégrer cet écart.
IV.6 Commande par retour d’état et intégrale : [16]
La structure de la commande par retour d’état et intégral peut être représenté comme le
montre la figure suivante :
Figure IV-6 : Schéma bloc du système augmenté
Le vecteur d’état x du procédé étant ramené en contre-réaction comme précédemment par un
gain de retour appelé L.
Le vecteur traduit le rajout d’un intégrateur ( peut être considéré comme un vecteur d’état
supplémentaire).
Le schéma de simulation commandé par retour d’état et intégrale du système :

Figure IV-7 : Schéma de retour d’état et intégrale Ө = −0.025 Ө = 75. 10 Ө = 1.05
La réponse du système est représentée sur la figure suivante :
Figure IV.7.a : Réponse de simulation (vitesse) par retour d’état intégral en charge

Figure IV-7-b : Réponse de simulation (courant) par retour d’état intégral en charge
IV.6 -1 Interprétation
Avec l’action intégrale, nous voyons que la perturbation est automatiquement annulée. Notre
système se stabilise en 0,3s ainsi que lors de l’introduction d’une perturbation, le système
réagit et corrige immédiatement la Vitesse afin de revenir à la consigne d’origine.
IV.7 La Commande adaptative :
IV.7.1 Généralités sur la commande adaptative : [17]
Les variations paramétriques d’un processus réel dans le temps suivant les changements de
l’environnement sont influés sur la régulation du système bouclé avec des contrôleurs à
paramètres fixe. Dans ces conditions, il faut trouver un régulateur qu’il est le pouvoir de
l’adaptation devant ces variations, parmi ces régulateurs on trouve les régulateurs adaptatifs
qui sont basés essentiellement sur l’identification en ligne des paramètres du procédé. Ces
techniques d’estimation sont connues depuis les années soixante. Elles permettent d’obtenir
un modèle mathématique qui représente le plus fidèlement possible le comportement
dynamique d’un processus. Donc, la commande adaptative fait partie d’un ensemble de
techniques destinées à ajuster automatiquement les paramètres du correcteur des systèmes de
commande lorsque les caractéristiques du processus et les perturbations sont inconnues ou

varient dans le temps. Par principe, ce type de commande est non-linéaire puisqu’il comporte
deux boucles de contre-réaction imbriquées : la boucle de correction et la boucle d’adaptation.
Comme les preuves de stabilité sont extrêmement difficiles à établir, on utilise une générale
de commande adaptative définie à partir du théorème de Lyapunov.
Le début des recherches sur la commande adaptative (destinées à l’aéronautique) date des
années 1950. Cependant à cause de l’insuffisance de résultats théoriques et de l’absence de
moyens techniques performants, ces recherches furent très vite abandonnées.
Les progrès rapides de l’électronique et les résultats théoriques fondamentaux établis dans les
années 1960 (variables d’état, analyse de la stabilité, commande stochastique) devaient
susciter de nouveau l’intérêt pour ce sujet durant les années 1970. Depuis lors des études
considérables ont été réalisées et d’aujourd’hui elles sont mises en œuvre à l’aide de
microprocesseurs, micro-ordinateurs ou circuits spécialisés (Digital Signal Processors).
Dans cette partie, nous allons présenter la méthode de commande adaptative à modèle de
référence que nous allons appeler [MRAC], puis on appliquera cette commande sur un
Moteur à courant continu.
IV-7-2 Fonctions des systèmes de commande adaptative : [13]
Les principales fonctions des systèmes de commande adaptative :
• La détection des variations anormales des caractéristiques du système à commander.
• Le maintien des performances du système de commande quand les caractéristiques du
système à commander changent.
• La détermination automatique des paramètres optimaux des régulateurs dans divers points
de fonctionnement.
• L’ajustement automatique des paramètres au cours du fonctionnement.
• La possibilité de mise au point des régulateurs complexes est plus performants que le PID
(comme conséquence de l’ajustement automatique).
• La commande de nouveaux procédés technologiques dont les modèles sont connus avec
beaucoup d’imprécisions.

IV-7-3 Principe de la commande adaptative : [17]
La commande adaptative est un ensemble de techniques destinées à ajuster automatiquement
les paramètres du correcteur des systèmes de commande lorsque les caractéristiques du
processus et les perturbations sont inconnues ou varient dans le temps. Son utilisation requiert
la mesure d’un certain indice de performance qui est comparé à l’indice désiré. Suivant l’écart
obtenu, le mécanisme d’adaptation (algorithme d’adaptation) modifie les paramètres du
correcteur ajustable afin de maintenir l’indice de performance à la valeur désirée. Le principe
des systèmes de la commande adaptative est illustré par la figure (IV-11).
Figure IV-8 : Principe des systèmes de commande adaptative.
La commande adaptative est dite directe (explicite), si les paramètres du correcteur sont
évalués directement, et indirecte (implicite), si les paramètres du correcteur sont calculés
après l’estimation des paramètres du processus.
Il existe plusieurs approches de la commande adaptative, on a choisi la commande à modèle
de référence.

IV.8 Commande adaptative à modèle de référence (MRAC) : [17]
Elle se présente comme l'une des principales méthodes de la commande adaptative, elle est
généralement utilisée en présence des incertitudes, de la perturbation structurale et la variation
de l’environnement.
Figure IV-9 : Commande adaptative à modèle de référence.
IV.8.1 Erreur de poursuite : [18]
On rappelle que l’erreur de poursuite est défini par :
= − (IV-30)
On aura :
̇ = − = + − − (IV-31)
= + ( − ) + ( − )
Cette erreur tend vers zéro (0) si Am est stable et :
( ) − = 0 (IV-32)
( ) − = 0 (IV-33)

IV.8.2 Méthode basée sur la stabilité approche de LYAPOUNOV : [18]
Le problème de stabilité mène plusieurs chercheurs en 1960 à considérer la synthèse des
contrôleurs adaptatifs utilisant la théorie de la stabilité et en particulier la seconde méthode de
LYAPOUNOV.
L'approche de LYAPOUNOV offre les propriétés de stabilité globale pour n'importe quelle
restriction, soit en utilisant les conditions initiales de l'erreur ou les entrées du système,
l'avantage que présente cette approche est la nécessité de trouver une fonction de
LYAPONOV appropriée .la méthode de LYAPOUNOV est appliquée pour la synthèse d'une
commande adaptative à modèle de référence.
La fonction de LYAPOUNOV est donnée par :
= + ( − ) ( − ) (IV-34)
+ ( − ) ( − )
où tr : est l’opérateur trace de la matrice carrée A.
tr(A)=aii , avec aii sont les élément diagonaux de la matrice carrée A.
notons que :
tr(A+B)= tr A + tr B (IV-35)
tr(AB)=tr(BA) (IV-36)
xT
Ax=tr(xxT
A)=tr(AxxT
) (IV-37)
P est une matrice symétrique définie positive et qui est la solution de l’équation de Lyapunov
On aura :
= ( ̇ + ̇ + ( − ) (IV-38)
+( − ) ̇ + ̇ ( − ) + ( − ) ̇ )
A partir de (IV-31) on peut écrire :
̇ = ( + ( − ) + ( − ) ) (IV-39)
̇ = ( + ( − ) + ( − ) ) (IV-40)

Introduisons (IV-39) et (IV-40) dans (IV-38) et sélectionnons les termes proportionnels à
( − ) , nous trouvons qu’ils sont :
2 ( − ) ( ̇ + ) (IV-41)
Similairement, les termes proportionnels à ( − ) sont :
2 ( − ) ( ̇ + ) (IV-42)
Alors, on aura :
= +
+2 ( − ) ̇ +
+2 ( − ) ̇ + (IV-43)
Si la matrice symétrique P est choisie de telle sorte que :
+ = − (IV-44)
Et si on choisit les lois d’adaptations des paramètres :
( − ) ̇ + = 0
( − ) ̇ + = 0 (IV-45)
Nous aurons :
̇ = = − ≤ 0 (IV-46)
Cette inégalité ( 0V ) garantit que )(te , mAA )( et mBB )( sont bornées, ce qui
prouve la stabilité de la structure de commande adaptative. Et, selon le lemme de Barbalat,
l’erreur de poursuite )(te et celles sur les paramètres mAA )( mBB )( tendent vers 0
quant t .
A partir des lois d’adaptations, on peut écrire :
2 − − 0
− − 0
− ̇ − ̇
0 0
+ = 0 (IV-47)
( − 0)
̇
0
+ = 0 (IV-48)

Les gains d'adaptation sont choisis comme suit :
=
1 0
0 1
et = 1 (IV-49)
Donc, on aura :
= + = ( + ) (IV-50)
= + = ( + ) (IV-51)
= −( + ) (IV-52)
On évalue la matrice P à l'aide de l'équation de Lyapunov QPAPA m
T
m  , ainsi:






 
6088.00065.0
0065.00001.0
10 3
P pour 





 
160003.1
3.14..4
10 6
Q (IV-53)
IV.9 Simulation de la commande par retour d’état adaptative d’un MCC :
IV.9.1 Schéma bloc du modèle de référence :
Figure IV-10 : Schéma bloc du modèle de référence

IV.9.2 Schéma bloc de la commande adaptative :
Figure IV-11 : Schéma bloc de la commande adaptative
IV.9.3 Simulation de la commande adaptative appliquée au MCC :
Figure IV-12 : Schéma bloc de la MCC avec sa commande adaptative

IV.9.4 Résultat de simulation :
IV.9.4.1 Résultat à vide :
Figure IV-13 : Réponse de la vitesse du MCC à vide avec la commande adaptative
Figure IV-14 : Réponse du courant du MCC à vide avec la commande adaptative.

L’analyse des courbes obtenues montre que la poursuite pour une consigne de vitesse de
200 (rad /s) est satisfaisante avec un dépassement acceptable et un faible temps de réponse,
0.3s environ (figure IV-13).
Le transitoire du courant a une durée équivalente au temps de démarrage avec une valeur
de crête d'environs 4 A. Ce courant atteint la valeur presque nulle (0.1 A) qui correspond au
courant magnétisant (figure IV-14).
Les adaptations des gains de la commande par retour d’état (Teta1 ; Teta2 et Teta3) sont
donnés par la figure IV-15. Ces gains se convergent vers leurs valeurs nominales.
Figure IV-15 : Gains de la commande par retour d’état (Teta1 ; Teta2 ; Teta3) à vide.

IV.9.4.2 Résultat en charge :
On applique une charge après 2 sec la vitesse chute puis retourne à sa valeur de référence.
A partir de 4sec on débranche la charge, on remarque que la vitesse fait un petit dépassement et
puis elle retourne toujours à sa valeur de référence 200 rad/s (voir figure IV.16).
D’après la figure IV.17, on remarque que le courant augmente au moment de l’application
de la charge à 2sec, afin de compenser le couple résistant.
Figure IV-16 : Réponse de la vitesse du MCC en charge avec la commande adaptative
Figure IV-17 : Réponse de courant du MCC en charge avec la commande adaptative

La figure IV.18 montre bien les adaptations des gains de la commande par retour d’état
lors de l’application puis l’élimination de la charge.
Figure IV-18 : Réponse des gains d’adaptation (Teta1 ; Teta2 ; Teta3) en charge.

IV.10 Conclusion
D’après les différents résultats de la première partie, nous avons conclu que la vitesse de
moteur à courant continu diminue quand une charge est appliquée, mais grâce au régulateur
par retour d’état intégral, la vitesse retourne toujours à sa valeur initiale avec une meilleure
performance. Donc cette commande est indispensable afin de contrôler le système
convenablement et de permettre d’améliorer à la fois la précision, la stabilité et la rapidité.
Dans la deuxième partie, nous avons développé une commande par retour d’état
adaptative à modèle de référence basée sur la l’approche de stabilité de Lyaponov appliquée
au le moteur à courant continu. La contribution proposée est l’introduction des gains
adaptatifs variables pour le calcul de la loi de commande, ce qui permettra d’augmenter les
performances du système.
Nous avons prouvé la stabilité de cette méthode de commande et nous avons montré
qu'elle garantit la convergence asymptotique vers zéro des erreurs de poursuite. La synthèse
des lois d’adaptation est basée sur la résolution de l’équation de Lyapunov.
Ainsi, les résultats obtenus par simulation montrent les avantages qu'apporte la
technique de commande adaptative proposée dans ce chapitre, par rapport à celle non
adaptative.
Le chapitre qui suit fera l’objet d’une réalisation pratique de la commande par retour
d’état adaptative appliquée au moteur à courant continu.

REALISATION PRATIQUE DE LA COMMANDE PAR RETOUR D’ETAT ADAPTATIVE DU MCC CHAPITRE V
Chapitre V :
Réalisation pratique de la commande par retour d’état
adaptative du MCC
Introduction :
Le but ce travail est de faire une réalisation pratique destinée à mettre en évidence une
commande adaptative pour la variation de vitesse du moteur à courant continu.
Cette réalisation est faite au sein du laboratoire ICEPS de l’université Djilali Liabes – SBA.
Figure V-1 : Photo du banc d’essai au sein de laboratoire ICEPS
Le matériel utilisé pour cette réalisation pratique est présenté sur la figure (V.1).

V.1 Structure du banc d’essai :
Figure V-2 : Structure détaillé du banc d’essai
1. Alimentation triphasé 220 V alternative.
2. Convertisseur AC/DC de la marque SEMIKRON (Redresseur +Filtre+ Hacheur).
3. Alimentation 220 continu pour l’excitation du moteur.
4. Moteur à courant continu (voir son paramètre dans l’annexe A).
5. Encodeur : capteur de vitesse pour DSPACE.
6. Résistance variable.
7. Capteur de tension et de courant : Carte de mesure pour DSPACE
8. Interface de la carte DSPACE avec le convertisseur AC/DC (amplificateur de tension).
9. Panneau de contrôle de la carte DSPACE.
10. Micro-Ordinateur plus puissant de la marque HP.
V.1.1 Convertisseur statique AC/DC [21]
Développé par la société SEMIKRON, ce module (figure V.3) est composé de:
-Un module en pont redresseur « SKD 51/14 » 400 V-AC/600V-DC.

-Un onduleur à base d’IGBT (par module de deux IGBT) « SKM 50GB123D » avec drivers
0/15V DC « SKHI 22 A-R» pour commander chaque module.
-D’un hacheur.
-L’ensemble des capacités électrolytiques de filtrage « 1100 μF, 800V »
Les bornes du convertisseur et leurs caractéristiques sont portés sur le tableau (V.4)
Figure V.3 : Convertisseur AC/DC
Tableau V.4 : Caractéristiques et des bornes du convertisseur.

V.1.2 Moteur à courant continu :
Voilà le moteur qu’on a utilisé dans notre réalisation, les paramètres sont indiqué en
annexe.
Figure V.4 : Moteur à courant continu utilisé dans notre travail.
Figure V.5 : Plaque signalétique du moteur à courant continu

V.1.3 Carte DSPACE 1104 [21]
La photo de la figure V.6 représente la carte DSPACE qui assure l’aspect numérique de la
commande, depuis l'acquisition numérique des signaux d'entrées jusqu'aux signaux de
commandes (signaux de sorties):
Figure V.6 : carte DSPACE 1104.
La carte DS1104 contient les éléments suivants : Deux processeurs (maître, esclave)
contrôleurs d’interruption, des mémoires, des temporisateurs et des interfaces.
V.1.3.1 Processeur Maitre PPC
L’unité principale de traitement, Motorola MPC8240, se compose:
 Un noyau Power PC 603 (Horloge interne à 250 MHZ)
 Un contrôleur d’interruption.
 Contrôleur synchrone de la mémoire DRAM.
 Plusieurs temporisateurs.
 Une interface PCI .
Le maitre PPC contrôle les unités d’entrée/sortie suivants :
1) Unité des ADC (Analog Digital Converter) :
Comportant (8) convertisseurs analogique / numérique (4 en 16bits, 4 en 12 bits).
2) Unité des DAC (Digital Analog Converter) :
Comportant (8) convertisseurs : numérique/analogique (16 bits).
3) Unité d’entrée / sortie numérique (20 bits).
4) Interface du codeur incrémental (2).
5) Interface série RS232 et RS285.

V.1.3.2 Processeur esclave DSP
Il est constitué d’un DSP (Digital Signal Processor), processeur TMS 320F240 de Texas
instruments, ses caractéristiques principales sont :
 Fonctionnement à 25 MHz.
 Avec une mémoire utilisée pour la communication avec le maitre PPC.
Le DSP esclave fournit les dispositifs d’entrée/sortie suivants :
1) Unité d’entrée /sortie numérique de synchronisation : qui permet de générer et mesurer des
signaux PWM et des signaux carrés.
2) Unité d’entrée /sortie numérique.
3) Interface périphérique série (SPI : Serial Peripheral Interface).
V.1.3.3 Control Panel - CLP1104 -
Les signaux entrent et sortent de la carte DSPACE et passent par le control panel CLP1104
(figure V.7) qui joue le rôle d’interface entre la carte DSPACE et l’environnement extérieur.
Figure.V.7 : Control Panel - CLP1104

V.2 La mise en marche du banc d’essai :
Avant tous, on a finalisé tous les montages du circuit de puissance et du circuit de
commande :
 Circuit de puissance : Alimentation + Redresseur + Filtre + Hacheur + MCC.
 Circuit de commande :
Hacheur
Micro-ordinateur DSpace (Control Panel)
Capteur de courant et
tension
Ensuite, la mise en marche pour un régulateur donné nécessite la connaissance du temps
d’échantillonnage Ts qui est égale à (1/Fs).
C’est le temps réel nécessaire au programme de commande de notre régulateur afin de
terminer une boucle complète de calcul, cette boucle comprend la lecture de la vitesse à partir
de la carte DSP, le calcul du signal de commande Uc en utilisant l’algorithme du régulateur
donné et enfin l’envoi de cette commande vers la carte DSP. Ce paramètre est calculé en
temps réel par le programme de commande du régulateur choisi.
On met en marche le banc d’essai pendant une durée supérieure à 15s en exécutant le
programme de commande, celui-ci commence à compter le temps T et après chaque temps
d’échantillonnage Ts une interruption est générée, et celle-ci fait appel au programme du
régulateur donné, résidant dans la mémoire, qui permet de calculer le signal de commande Uc.
Le programme de commande écrit en langage ‘C’exécute les opérations suivantes :
 Lecture de vitesse Ω à partir de l’entrée ‘Inc1’ de la carte DSP (L’Encodeur traduit la
vitesse de la machine en tension continue et la transmet à l’entrée analogique ‘Inc1’ de
la carte DSP).
 Calcul de l’erreur e= Ω ref – Ω ou Ωref est affecté par le programme.
 Calcul du signal de commande Uc en utilisant l’algorithme du régulateur choisi.
 Envoi de cette valeur vers la sortie ‘PWM’ de la carte DSP.
Ce signal de commande va être transmit de la sortie analogique ‘PWM’ de la carte DSP
vers l’entrée de l’hacheur sous forme de tension continue variant entre 0 et 15V, l’hacheur va
utiliser cette tension pour générer la tension continu nécessaire à l’alimentation de la machine
à courant continu. Le moteur va démarrer, et sa vitesse est captée par l’encodeur (capteur de
vitesse) qui la transmettra à nouveau au programme de commande à travers l’entrée
analogique ‘Inc1’ de la carte DSPACE.
Ces opérations de capture de vitesse, calcul et transmission de la commande vers l’hacheur
vont se poursuivre jusqu’à l’arrêt du programme de commande.

V.2.1 Application du couple résistant :
Le moteur entraine une génératrice à CC alimentant une résistance variable (Rhéostat) afin
d’appliquer une charge (couple résistant).
Figure.V.8 : application d’une charge résistive
V.2.2 Variation de la résistance d’induit :
Afin de varier la résistance d’induit, on applique en série avec cette dernière une résistance en
variable (Rhéostat).
Figure.V.9 : Rhéostat pour la variation de la résistance d’induit
V.3 Résultats expérimentaux de la commande par retour d’état :
Les paramètres de la machine sont ceux illustrés dans l’annexe.
La période d’échantillonnage Ts est égale à 0.1ms. Tandis que la période de la MLI est de
égale à 0.4ms. Pour l’algorithme du régulateur, la programmation est faite sous langage C.
Une fois le programmé est compilé; il sera chargé dans le DSP en utilisant le ficher
down1104.exe.

V.3.1 Résultat à vide :
Figure V.10 : Réponses de la (vitesse, Courant) de la MCC à vide.

V.3.2 Résultat en charge :
Figure V.11 : Réponses de la (vitesse, Courant) de la MCC en charge.

V.3 3 Résultat avec changement de la résistance d’induit :
Figure V.12 : Réponses de la (vitesse, Courant) de la MCC
avec changement de la résistance d’induit.

Interprétations de résultats de la commande non adaptative :
À vide : (Figure V.10)
La figure V.10 illustre les formes d’ondes de la vitesse de rotation et du courant d’induit.
On remarque qu’une poursuite de trajectoire est réalisée. C'est-à-dire, la vitesse de rotation du
moteur suit la sortie du modèle de référence.
Le courant fait un pic au moment de démarrage (environ 3A), ensuite il prend une valeur
environ de 0.2 A qui corresponde au courant magnétisant.
En charge : (Figure V.11)
On démarre le moteur à vide et après 5sec on a applique une charge (couple résistant), on
remarque que la vitesse diminue jusqu’à 170 rad/s. On peut dire que cette commande n’est
robuste lors de l’application de la charge.
Le courant aussi augmente lorsqu’on applique la charge. Il atteint une valeur environ de 0.7A.
Puis, il retourne à sa valeur initiale après 10sec.
Changement de la résistance d’induit : (Figure V.12)
D’après la figure V.12, après l’augmentation de la de la résistance d’induit (de 100%) à
l’instant 5sec, on remarque bien que la vitesse de rotation diverge de la sortie du modèle de
référence. Ce qui montre la faiblesse de cette commande vis-à-vis la variation de la résistance
d’induit. Aussi, la vitesse retourne à la valeur initiale (200 rad/s) après enlèvement de la
perturbation sur la résistance. Le courant fait un changement mais sa valeur n’est pas
importante.
V.4 Résultats expérimentaux de la commande par retour d’état adaptative :
Dans cette section, les paramètres du moteur sont supposés inconnus alors les gains
utilisés pour la commande par retour d’état sont supposées initialement nuls.
Les gains d’adaptation utilisés pour la commande adaptative sont :
Qa1= 1.10 , Qa2= 0.01 et Qb= 0.15
et
P11= 23.10-3
, P12= 125.10-3

V.4.1 Résultat à vide sans changement de la consigne :
Figure V.13 : Réponses de la (vitesse, Courant) à vide sans changement de la consigne.

Figure V.14 : Réponses de (Teta1, Teta2, Teta3) à vide sans changement de la consigne.
V.4.2 Résultat à vide avec changement de la consigne :
Figure V.15 : Réponses de la vitesse à vide avec inversement du sens de rotation.

Figure V.16 : Réponses de Courant à vide avec changement de la consigne.
Figure V.17 : Réponses de (Teta1, Teta2, Teta3) à vide avec changement de la consigne.

V.4.3 Résultat en charge :
Figure V.18 : Réponses de la (vitesse, Courant) en charge.

Figure V.19 : Réponses de (Teta1, Teta2, Teta3) en charge.

V.4.4 Résultat à vide avec changement de la résistance d’induit :
Figure V.20 : Réponses de la (vitesse, Courant) à vide avec changement de la résistance
d’induit.

Figure V.21 : Réponses de (Teta1, Teta2, Teta3) à vide avec changement de la résistance
d’induit.
Interprétation :
À vide :
Au démarrage du moteur, la vitesse fait un dépassement acceptable puis elle suive la consigne
(200 rad/s) avec un temps de réponse satisfaire. Concernant le courant, il fait un pic jusqu’à
2,5A, ensuite il prend la valeur (0,2A environ) (voir figure V.13).
Les gains Teta1, Teta2 et Teta3 passent par le régime transitoire au moment du démarrage du
moteur puis se stabilisent en régiment permanent (figure V.14)
À vide avec changement de la consigne :
On démarre le moteur à l’état normale, à l’instant 5sec on annule la consigne jusqu’à 10sec, à
cette dernière on mettre la consigne négative égale à -200 rad /s. (Figure V.15). Dans tous
instants qu’on a appliqué ces variations de la consigne, on remarque que le courant fait des
pics négatifs et revient instantanément à sa valeur initiale (figure V.16). La figure (V.17),
illustre les gains de la commande par retour d’état Teta1, Teta2 et Teta3.

En charge :
On a appliqué une charge à l’instant t=5sec, la vitesse diminue avec un pic et revient
immédiatement à sa valeur initiale (consigne 200 rad/s), la même chose lorsqu’on enlève la
charge à t=10sec, mais avec un pic positif. Le courant atteint la valeur 0.8A au moment de
l’application de la charge, puis il revient à sa valeur initiale (figure V.18).
Au moment de l’application de la charge, les gains du régulateur subissent des changements.
On constate que :
 la variation de Teta1 n’est pas importante.
 Teta2 diminue lorsque la charge est appliquée.
 Teta3 augmente.
Avec changement de la résistance d’induit :
On remarque que lors de changement de la résistance à l’instant 7sec la vitesse maintien
toujours sa valeur de consigne. Du même pour le courant, il reste stable et ne fait aucune
variation (figure V.20). Ce qui prouve la robustesse de cette commande vis-à-vis la variation
de la résistance d’induit.
Et pour les gains de la commande :
 Teta1 reste toujours fixe.
 Teta2 et Teta3 s’adaptent au changement de la résistance (figure V.21).
V.5 Conclusion :
D’après les résultats pratiques, on constate que la commande adaptative est robuste vis-à-vis
les perturbations, externe (application du couple de charge) et interne (variation de la
résistance d’induit). La réponse du système et celle du modèle de référence sont en bonne
concordance. Ceci est valable aussi bien pour le système à vide que lors d’une application
d’un couple de charge. Bien que les algorithmes de commande adaptative soient relativement
compliqués par la mise en œuvre comparés aux régulateurs classique (PID) et la commande
par retour d’état non adaptative, leur introduction au niveau de la commande améliore
considérablement les réponses des systèmes.

CONCLUSION GENERALE
Conclusion générale :
Le travail effectué de ce mémoire rentre dans le cadre de la commande de vitesse du
moteur à courant continu à excitation séparée.
Pour ce faire, nous avons apporté une attention particulière à l’élaboration des différentes
équations des circuits constituant cette machine, en appréhendant de façon complète leurs
avantages et leurs inconvénients comparativement au moteur alternatif.
Le moteur à courant continu est plus coûteux que le moteur à courant alternatif. Son
entretien est plus délicat (collecteur et balais) mais par contre on peut faire varier sa vitesse de
rotation d’une façon aisée (action sur la tension d’induit généralement).
Le choix de ce genre du moteur parmi les autres types est basé sur l’avantage de
découplage naturel qui existe entre le couple et le flux qui est du à la séparation physique existe
entre les deux circuits constituant ce moteur (l’inducteur et l’induit).
Les commandes sont principalement liées à la commande en vitesse et en couple.
Toutefois, la mise en œuvre de ces stratégies de contrôle n’a pu se faire qu’avec l’évolution des
composants de puissance. Dans ce mémoire, nous avons proposé une structure de commande en
vitesse d’un moteur à courant continu, pour cela nous avons calculé théoriquement les
coefficients de la commande par retour d’état, afin de concevoir un système en boucle fermée
dont les performances coïncident avec ceux du modèle de référence.
Vu qu'elle est basée sur le modèle de la machine, elle peut être affectée par des incertitudes
liées aux variations d'un ou plusieurs paramètres du modèle considéré. Elle est aussi influencée
par des perturbations inconnues et variables s'appliquant brusquement au système.
Ce problème d'ordre théorique se pose, lors de l'application de cette technique de commande, à
un problème pratique : c’est le problème de robustesse.
Afin de tenir compte de toutes les variations, on a fait appel à la méthode de commande
adaptative.
Dans ce mémoire, nous avons proposé une commande par retour d’état, adaptative et
stable, pour la commande de la machine à courant continu. Cette technique, a permis de résoudre
le problème de convergence en exploitant à la fois les erreurs de poursuite et les erreurs sur les
paramètres du régulateur. Elle assure également, la stabilisation des paramètres du régulateur

CONCLUSION GENERALE
tout en garantissant des performances de poursuite satisfaisantes et présente l’avantage d’être
toujours applicable.
Les résultats obtenus par simulations ont été validé par une étude expérimentale où on a
réalisé un banc d’essai au sein du laboratoire ICEPS.
On a pu constater que les résultats obtenus par la pratique sont similaires à ceux obtenus
par simulation. Ce qui montre que le modèle du moteur utilisé est plus proche que possible de la
machine réelle.

95
ANNEXE
PARAMETRES DE LA MACHINE (MCC) utilisée.
Puissance nominale 0.1 Kw
Tension d’induit nominale 220 V
Tension d’excitation nominale 220 V
Vitesse nominale 2000 Tr/min
Courant d’induit nominal 0.63 A
Courant d’excitation nominale 0.08 A
Constante de f.e.m (K) 0.95
Résistance d'induit 50 Ω
Inductance d'induit 350 mH
Nombre de pair de pôle 2
Moment d’inertie 2.9e-3 Kg/m2
Coefficient de frottement 17e-3 N.m.s/rd

REFERENCES BIBLIOGRAPHIQUE
96
Bibliographie :
[1] NOUALA et CHEIKH MEZOUAR ‹‹ Commande numérique de la machine à courant
continu ›› mémoire d’ingénieur, université de Sidi Bel-Abbes, 2009.
[2] MICHAEL PINARD ‹‹ Commande électronique des moteurs électriques ›› édition Dunod,
Paris, 2004.
[3] FRANCIS MILSANT ‹‹ Asservissement linéaires ››, 4éme
édition Eyrolles, Paris 1983.
[4] PHILIPE BARET ‹‹Machines électriques ››, théorie et mise en œuvre édition Dunod,
Paris, 2002.
[5] JACK THURIN ‹‹ Système asservis ››, édition Eyrolles, 1972.
[6] Lycée Colbert De Torcy ‹‹ Structure et fonctionnement d’un moteur à courant continu à vitesse
variable››, document de cour 1ère
année Secondaire, Académie de Nantes
[7] Lycée Polyvalent Jean Monet ‹‹ Etude des systèmes techniques ››, document de Cours.
[8] TIR Zoheir ‹‹ Modélisation et Simulation de la Machine à Courant Continu ››, Mémoire
Magister en électrotechnique, 2008
[9] Bapio BAYALA ‹‹ Machines à courant continu››, Edition Ellipse, 2010
[10] Amin AYAD ‹‹Etude et réalisation d’une commande MLI pilotant un hacheur série››,
mémoire Master, Université Abou Bekr Belkaid Tlemcen, 2014
[11] BOUICHE Hachemi, BRAHAMI Mohamed ‹‹Commande PID d’un moteur électrique à
courant continu››, Mini Projet, Université Abderrahmane Mira – Bejaia, 2010
[12] Prof. Mohammed-Karim FELLAH ‹‹Cours d'Asservissements Linéaires Continus››,
Université Djillali Liabès – Sidi Bel-Abbès, 2007
[13] ABADA Abdelhalim, ZELLAGUI Mahmoud. ‹‹COMMANDE ADAPTATIVE PAR
MODELE DE REFERNCE, APPLICATION sur MSAP››, mémoire Magister, UNIVERSITE
DE M’SILA, 2007.
[14] Olivier BACHELIER ‹‹Représentations d’état linéaires des systèmes mono-variables››,
Cours d’Automatique…2èmme année ENSIP, parcours MEE.
[15] Marc BACHELIER ‹‹Modélisation et commande de systèmes par représentation d’état››,
Cours d’Automatique, Polytech Paris-Sud, 2013.
[16] Meskine Redwane ‹‹Etude et réalisation de la Commande par retour d’état d’un mcc››,
Mémoire Master, université de Sidi Bel-Abbes, 2012
[17] Dr. H. Merabet Boulouiha ‹‹TECHNIQUES DE COMMANDE AVANCÉE››, NOTES
DE COURS, Centre universitaire de Rélizane Ahmed Zabana, 2015
[18] Dr H.Hamdaoui ‹‹Commande adaptative››, document de Cours ‘TCA’, Master 2
Electromécanique, 2015/2016

REFERENCES BIBLIOGRAPHIQUE
97
[19] http:/www.électricité-mcc.com
[20] http:/www.univer-usto/pfe-automatique/commande sans capteur de mcc.com
[21] Rezguii Salah Eddiine ‹‹Techniques de commande avancées de la machine asynchrone :
étude comparative et applications››, Mémoire Doctorat en Electrotechnique, université des
frères mentouri constantine, 2015

Résumé
Dans le cadre de ce projet, il a été demandé de suivre un cahier de charge qui
consiste à l’étude et la réalisation d’une commande par retour d’état adaptative.
Ce dernier est utilisé pour commander la vitesse d’un moteur à courant continu.
Pour cela, une description détaillée a été donnée sur la manière de varier la
vitesse du moteur. Ensuite, on est passé à l’étude et la réalisation de ce
prototype.
On a présenté toute les étapes suivies pour l’élaboration du cahier de charge.
On a montré clairement les problèmes rencontrés durant ce travail.
Afin de valider notre prototype, plusieurs schémas et signaux ont été représentés
dans ce manuscrit.
Mots Clés : Moteur à courant continu, commande par retour d’état, commande adaptative

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